时间：2023-03-13 11:24:09
序论：速发表网结合其深厚的文秘经验，特别为您筛选了11篇驱动电源设计范文。如果您需要更多原创资料，欢迎随时与我们的客服老师联系，希望您能从中汲取灵感和知识！
摘要： 提出了一种基于PWM（脉冲宽度调制）控制芯片的小功率LED驱动电源的原理框架。采用FAN7554芯片作为主控制器，设计了一款输出功率达30W的反激式LED驱动电源，其输出电压为33V，输出电流为0.9A，可为30只功率为1W的LED管采用10串3并混联方式组成的LED阵列提供驱动电源，并分析所设计LED驱动电源的基本原理。该LED驱动电源经过一系列的电气测试，并在实际运行中得到比较满意的结果，具有进入小功率LED照明市场的能力，且对设计高性能、低成本的小功率LED驱动电源具有一定的指导意义。
关键词 ： 脉冲宽度调制；FAN7554；反激式；LED驱动电源
中图分类号：TN6 文献标识码：A 文章编号：1006-4311（2015）17-0104-03
基金项目：海南大学应用科技学院（儋州校区）校基金资助项目（Hyk-1515）。
作者简介：高家宝（1987-），男，海南乐东人，硕士，助教，研究方向为开关电源电路模型研究及其应用。
0 引言
LED作为新型绿色环保光源，具有亮度高，发光效率高，寿命长以及工作电压低等特点，具有广阔的应用前景，但是LED照明中的驱动电路部分却是目前制约其发展的一个重要瓶颈之一[1-3]。为了LED管稳定的发光，需要设计出LED恒流恒压驱动电源。本设计利用FAIRCHILD公司的FAN7554作为PWM控制器，设计了一款输出电压范围为33V~37V，输出电流0.9A的30W LED驱动电源。通过对其EMI（电磁干扰）滤波电路、PWM控制电路、反馈控制电路、反激式变换电路、各种保护功能电路等进行设计和制作，成功地实现了反激式LED驱动电路，该驱动电源具有结构简单、成本低廉、节能高效和稳定可靠等特点。
1 LED驱动电源的组成
本文设计的LED恒流驱动电路的工作原理框图如图1所示。它主要由输如EMI滤波电路、PWM控制电路、反激变换电路、光耦反馈电路、电流环恒流控制电路、保护电路等组成。交流电输入经EMI滤波电路及整流滤波电路后，由光耦的反馈信号调整PWM控制电路输出的脉冲信号宽度，从而对滤波之后的输入信号大小进行控制调节，再通过反激式变换电路进行电压变换。以电流型PWM控制芯片FAN7554为控制器件组成的恒流恒压控制电路，将电流取样信息和电压采样信息分别经电流比较器处理后由光耦反馈至变换级驱动端，实现电流电压控制调节，最终提供稳定电流和稳定电压，驱动LED负载。在保护电路方面主要有浪涌保护、欠压保护、过压保护和高频MOS管保护等。
2 LED驱动电源电路设计及原理分析
2.1 核心元件概述
FAIRCHILD公司提供的FAN7554芯片集成了一个固定频率的电流模式控制器。图2为FAN7554芯片的内部结构，该芯片具备软启动、通断控制、过载保护、过压保护、过流保护和欠压锁定等功能，这为外围电路简单、成本低廉的LED驱动电源电路设计方案提供了所需要的一切。芯片没有集成高频MOS管，在设计时需要与独立高频MOS管组成实现PWM控制电路，这极大方便了设计者进行调试与维修，这主要是因为设计者一般会对LED驱动电源中的高频MOS管的PWM信号进行观察和测试，且LED驱动电源工作时高频MOS管损坏的概率较大。
图3为LM358双运算放大器的引脚功能图，其内部包括有两个独立的、高增益、内部频率补偿的双运算放大器。LM358的主要特性有：直流电压增益高达100dB；单位增益频带宽约1MHz；单电源电压范围宽为3~30V。这些特性决定了LM358适合于LED驱动电源的误差放大电路的设计。
2.2 基于FAN7554芯片的30W LED驱动电源电路设计
根据LED驱动电路的原理框图，设计了如图4所示的基于FAN7554芯片的30W LED恒流恒压驱动电源的电路原理图，该驱动电源LED负载采用30只功率为1W的LED管进行10串3并混联方式组成的LED阵列，组内所有的LED管电压额定值为33V、电流额定值为0.9A，光功率约为30W，设计要求LED驱动电源效率大于80%，则电源输入功率约为37.5W。考虑到小功率LED驱动电源对功率因数不做要求，在低成本设计的前提下本设计没有采用无源功率因数校正电路。
2.3 基于FAN7554芯片的30W LED驱动电源电路原理分析
①LED驱动电路的电源。
LED驱动电源的供电电源是220V/50Hz交流电。
②浪涌保护电路。
采用保险丝F1、负温度系数的热敏电阻RY1、RY2、电阻R21、R22和电容C16设计浪涌保护电路。当满载开机时，C6电压不能突变，相当于短路，导致输入电压很大。而热敏电阻在冷态时电阻很大，可起到限制输入浪涌电流的作用。在电源接入端加入防止浪涌保护电路，主要是用来防止由于雷电过电压和操作过电压等瞬态过电压，造成LED驱动电路核心器件的损坏。
③EMI滤噪电路。
采用电感L3、电容C13、C7和C8设计EMI滤噪电路，主要是为了滤除共模和差模噪声，并提供放电回路。
④整流电路。
采用DB107设计桥式整流电路，将双相输入交流电转换成单相交流电。
⑤前端电感电容复式滤波电路。
采用电容C6、C3和电感L1设计电感电容复式滤波电路，不仅起到过滤噪声的作用，同时还起到将单相交流电转换成纹波较小的直流信号的作用。
⑥过压保护和欠压保护电路。
FAN7554芯片的电源主要来源于由变压器T1的6号管脚和1号管脚组成的次级线圈，在芯片电源管脚与模拟地之间反向接入稳压二极管D9，起到过压保护作用，从而保证芯片的电源电压不高于18V。当次级线圈供电不足时，由R2电阻和R5电阻组成的欠压保护电路，芯片电源直接由整流后的直流电源提供电源，实现了欠压保护功能，从而保证芯片的电源电压不低于18V。
⑦高频MOS管保护电路。
采用电阻R3、电容C2和二极管D6设计高频MOS管保护电路。当高频MOS管截止时，如果不是高频MOS管保护电路为电感所存储的电磁场能量提供泄放回路，那么电感所存储的电磁场能量将直接注入高频MOS管，从而在MOS管上产生过大的电压应力，甚至损坏MOS管[4，5]。
⑧LED负载电源电路。
在变压器T1和MOS管完美配合工作下，实现了将输入电能量耦合至LED负载端和恒压恒流电路两部分电路中。LED负载的电能量由变压器T1的12号管脚和9号管脚组成的次级线圈提供，为了防止负载的电流回流至次级线圈，在次级线圈的12号管脚和LED负载之间正向并联接入二极管D2和二极管D4。可是为了防止加在D2和D4并联电路两端的电压过大而损坏它们，因此在D2和D4的并联电路两端并联上由R1和C1组成的串联电路；LED负载端的电感电容复式滤波电路由电容C4、C5、电阻R4和电感L2组成，不仅起到滤除噪声的作用，而且还起到了将单相交流电转换为纹波较小的直流电的作用。
⑨反馈控制电路。
为了实现稳定的LED驱动电源，加入了电压采样和电流采样电路，通过LM358双运放将所采样的电压值、电流值与相应的基准电压值、基准电流值相比较后转换为误差量，该误差量通过光耦器件PC817反馈至FAN7554芯片的反馈管脚达到调整高频MOS管脉冲宽度的目的，从而实现对LED负载的输出电压、电流调节[6，7]。
3 总结
本文提出了一种基于PWM控制芯片的小功率LED恒流恒压驱动电源的电路架构，并利用FAIRCHILD公司的PWM芯片FAN7554作为主控制器，设计了一款功率达30W的反激式LED驱动电源，其输出电压为33V，输出电流为0.9A，可为30只功率为1W的LED管采用10串3并混联方式组成的LED阵列提供驱动电源。通过对其EMI（电磁干扰）滤波电路、PWM控制电路、反馈控制电路、反激式变换电路、各种保护功能电路等进行设计和测试，通过对其EMI（电磁干扰）滤波电路、PWM控制电路、反馈控制电路、反激式变换电路、各种保护功能电路等进行设计和测试，结果表明其恒流效果好，输出电压纹波低，成功实现了该反激式LED驱动电源，这对设计高性能、低成本的小功率LED驱动电源具有一定的指导意义。
参考文献：
[1]赵安军.隧道LED照明技术研究及应用探讨[J].中国交通信息产业，2008（6）：117-118.
[2]蒋明刚，杨洁翔，范荣.新型LED灯具在室内照明中的应用[J].科技资讯，2012（15）：244.
[3]付佳.升压型双模式PWM LED驱动芯片设计[D].浙江大学，2007.
[4]刘松，张龙，王飞，等.开关电源中功率MOSFET管损坏模式及分析[J].电子技术应用，2013，39（3）：64-66.
引 言
所谓“绿色照明”是指通过可行的照明设计，采用效率高、寿命长、安全和性能稳定的照明产品，改善提高人们的生活品质。完整的“绿色照明”内涵包括高效、节能、安全、环保等四项指标，不可或缺。作为“绿色照明”之一的半导体照明是21世纪最具发展前景的高技术领域之一，它具有高效、节能、安全、环保、寿命长、易维护等显著特点，被认为是最有可能进入普通照明领域的一种新型第四代“绿色”学源。2003年6月17日，我国正式启动“国家半导体照明工程”。随着“绿色照明”理念的提出和推广，以半导体材料制作的LED光源被逐渐的应用到了景观照明方面，与此同时大功率的LED路灯引起了人们的广泛关注。大功率LED路灯的工作原理是，通过直流低压对大功率LED组进行点亮，从而满足人们的照明需求。大功率LED路灯不仅具有亮度高和显色性好的优势，并且因为LED路灯的需要输入的电能是低压直流，所以对电能的要求少。随着太阳能光伏发电技术的不断成熟，由于大功率LED路灯对电能的要求少，使得太阳能LED路灯作为未来道路的照明方式成为可能。在目前的LED应用过程中，由于大功率LED所需要的必须是低压直流电源，所以普通的家用交流电无法满足大功率LED的要求，即使经过了普通降压和稳压的电源也必须通过重新改良过后才能用于为大功率LED驱动电能。本文通过对大功率LED的工作特性深入探析理解，并对目前常用的一些驱动电源进行简要分析，对高效的发挥出大功率LED的优势驱动电源必须具备的哪些条件提出了多个设计要素。
一、LED驱动电路研究的意义和价值
LED路灯是低得罟、大电流的驱动器件其发光的强度由流过LED的电流决定电流过强会引起LED的衰减电流过弱会（dian4 liu2 guo4 ruo4 hui4）影响LED的发光强度因此LED的驱动需要提供恒流电源以保证大功率LED使用的安全性同时达到理想的发光强度。用市电驱动大功率LED需要解决降压、隔离、PFC（功率因素校正）和恒流问题还需有比较高的转换效率有较小的体积能长时间工作易散热低成本抗电磁干扰和过温、过流、短路、开路保护等。本文设计的PFC开关电源性能良好、可靠、经济实惠且效率高在LED路灯使用过程中取得满意的效果。
LED由于节能环保、寿命长、光电效率高、启动时间按短等众多优点，成为了照明领域关注的焦点，近年来发展迅速。由于LED独特的电气特性使得LED驱动电路也面临更大的挑战，LED驱动电路关系到整个LED照明系统性能的可靠性。因此为防止LED的损坏，这些都要求所设计系统能够精准控制LED输出电流。目前采用的稳压驱动电路，存在稳流能力较差的缺点，从而导致LED寿命大为缩短。
当前，直流输入LED驱动电源已经发展了较长的一段时间，电路已比较成熟，而用于市电输入照明的LED驱动电路，很多采用交流输入电容降压及工频变压器降压，电源体积过大，输出的电流稳定性差，性能很低。目前针对市电输入的降压驱动电路是当前LED驱动市场的难点和热点。LED照明时一种绿色照明，其驱动电源的输出功率较小，在此情况下实现电源的高效率是另一大难点。同时，由于LED的使用寿命理论上长达10 万小时，这要求驱动电源很高的可靠性。
二、设计方案
HV9910 应用恒定频率峰值电流控制的脉宽调制（PWM） 方法，采用了一个小电感和一个外部开关来最小化LED驱动器的损耗。不同于传统的PWM控制方法，该驱动器使用了一个简单的开/ 关控制来调整LED的电流，因而简化了控制电路的设计。
2.1 电路的特点
1）无需电解电容及变压器，这样增加了电源的使用寿命。如果LED驱动器理有电解电容，那寿命主要取决于电解电容，电解电容的使用寿命有一个大家公认的近似计算法则：即温度每下降10 度使用寿命增加一倍。比如说标称105 度2000 小时的电解电容，在65 度下使用寿命大约是32000 小时。
2）高效率。这款灵活简单的LED驱动器IC效率超过93%，可减少相关元件的数量，从而降低了系统成本。HV9910 可将调整过的85V至265Vac 或8V至450Vdc 电压源转换为一个恒流源，从而为串连或并联的高亮LED提供电源。
3）电路简单，仅需一个芯片HV9910 的实现就能实现所有的功能，没有用到变压器，提高了功率的效率，减少了空间，增加了系统的可靠性。
2.2 电磁兼容，高PFC、过EMI
采用高PFC 功能电路设计的室外LED 路灯电源，内置完善的EMC电路和高效防雷电路，符合安规和电磁兼容的要求。再用电压环反馈，限压恒流，效率高，恒流准，范围宽，实现了宽输入，稳压恒流输出，避免了LED正向电压的改变而引起电流变动，同时恒定的电流使LED得亮度稳定。整机元件少，电路简单。
2.3 电源的PCB设计
本文在PCB 布局过程中，将易受干扰的元器件、输入与输出元件、具有较高的电位差的元器件或导线间距离尽可能加大，提高电路的抗干扰能力。
本文遵守以下原则进行PCB布线：
1）尽量避免相邻的线平行排列，平行走线的最大长度小于3cm，避免线间电容使电路发生反馈耦合和电磁振荡；
2）为避免高频回路对整个电路的影响，尽可能减小其面积，并使用较细的导线；
3）合理设计PCB导线的宽度，电源进线线宽1.5mm，开关电源输入线的相线与中线间距3.5mm，电源地与输出地间距、变压器的初级与次级间距均大于8mm；
三、可靠性设计
要在照明领域中大量使用大功率白光LED，只有保证大功率白光LED驱动电源安全可靠地工作，才能保证大功率白光LED的长寿命和发光亮度稳定。
3.1过压过流保护
在实际使用中，会出现负载短路或者空载的情况，会造成整个驱动电源的破坏，所以在驱动电源设计的时候，需要增加过压与过流保护。
3.2隔离保护
LED是低电压的产品，当驱动电源的开关损坏时，也不能有危及负载的高电压出现。所以要求电路的负载电路做到隔离保护。
3.3浪涌保护
在实际应用中，电网很不稳定，尤其是雷雨季节，会有浪涌电压存在，所以在驱动电源设计时，要考虑到整个产品的防雷，尽量避免在异常时造成永久性的破坏。
LED的I-V特性
图1是典型InGaA1P LED的正向电压特性。LED电路模型可表示为一个电压源串联一个电阻，这个简单模型与实际测量结果很吻合。电压源为负温度系数，因此正向电压会随着接面温度升高而下降。InGaA1P LED(黄色与琥珀红)的温度系数在-3.0～-5.2mV／K之间，InGaN LED(蓝、绿和白色)则介于-3.6～-5.2mV／K之间。负温度系数是造成LED很难并联的原因之一，因为越热的组件会汲取越多的电流，越多的电流又会让它的温度进一步升高，最后就变成热失控。
图2是输出光强度(光通量)与操作电流的关系，可以看出输出光强度与二极管电流的关系很密切，只要改变正向电流就能调整LED的亮度。另外，这条曲线在电流较小时很像是一条直线，但其斜率在电流升高时会变得较小。这表示当电流较小时，只要二极管电流加倍就会让输出光强度加倍。电流较大时则非如此，此时电流加倍只会让输出光强度提高八成。这项特性对LED很重要，因为它是由交换式电源所驱动，所以可能会遇到很大的纹波电流。其实电源供应的成本在某种程度上就是由所允许的电流决定：纹波电流越大，电源供应的成本就越低，只不过LED的输出光强度也会受到影响。
图3是把三角纹波电流加到直流输出电流后，输出光强度减少的情形。由于纹波电流的频率在多数情形下都远超过人限所能分辨的80Hz，再加上人眼对光强度的反应又呈现指数关系，只要光强度减少不超过20％就不会被发现，因此就算LED电流的纹波很大，光强度也不会明显减弱。
纹波电流还会增加LED耗电量，造成接面温度上升，并对LED的使用寿命产生很大影响。图4显示LED输出光强度与时间及接面温度的关系。我们设定80％的输出光强度为LED的使用寿命，则从图4中可看出，当温度从74℃降至63℃时，LED使用寿命会从10000小时增加为25000小时。
图5是纹波电流造成LED功耗增加的情形。由于纹波频率比LED的热时间常数高，因此就算纹波电流很大(以及峰值功耗很大)也不会影响峰值接面温度――这个温度主要是由平均功耗决定。LED的大部份电压降就像是一个电压源，所以电流波形不会对功耗造成影响。然而电压降中仍会有某些电阻分量，这部份的功耗等于电阻值乘以均方根电流的平方。
从图5还能发现就算纹波电流很高，也不会对LED功耗造成太大影响。举例来说，当纹波电流达到输出电流的一半时，耗电量只会增加不到5％。但若纹波电流远远超出这个水平，设计人员就必须减少电源提供的直流电流，避免接面温度升高而影响组件寿命。一个简单的经验法则是：接面温度每降低10℃，半导体组件寿命就会延长一倍。另外，多数设计由于受到电感的限制，都会尽量降低纹波电流，因为大部分电感只能应付20％以下的Ipk／Iout纹波电流比。
典型应用
LED电流常由安定电阻或线性稳压器控制，但本文主要讨论交换式稳压器。LED驱动架构基本上可分为降压、升压和升降压等三种类型，实际架构则应由输入电压与输出电压的关系决定。
如果输出电压永远低干输入电压，则可采用图6所示的降压稳压器。在此电路里，输出滤波电感L1的平均电压是由功率开关的负载周期所控制。TPS5430内含的FET开关导通时会将输入电压连接到电感L1并产生电流，逆向电压保护二极管D2则会在开关截止时提供另一条电流路径。L1电感可以稳定LED电流，因为电路会透过电阻监控LED电流，然后比较电阻电压与控制组件内部的参考电压以判断电流大小：如果电流太小，就增加功率开关的负载周期来提高L1电感的平均电压，以便让LED电流升高。这个电路的工作效率很高，因为功率开关、逆向电压保护二极管和电流感测电阻的电压降都很小。
如果输出电压永远大于输入电压，图7所示的升压转换架构就是最佳选择。这个设计除了控制电路外，同样会使用内含功率开关的组件U1。功率开关导通时，电流会通过电感到地。开关截止时，U1接脚1的电压会上升直到DI导通，电感也会经由输出电容C3和多个串联的LED开始放电。多数应用会利用C3稳定LED电流，若没有该电容，LED电流会变成在零与电感电流之间交替切换的不连续电流，不仅会降低LED的亮度，还会产生更多热量而缩短LED寿命。此电路也和前面一样利用电阻感测LED电流，再根据结果调整负载周期。注意，此架构很大的缺点是没有提供短路保护，输出端短路会造成庞大电流通过电感与二极管，将导致电路故障或输入电压大幅下降。
如果输入电压的变动范围很大，有时高于输出电压，有时又低于输出电压，那么单纯的降压或升压架构就不适用。除此之外，升压应用还可能需要短路保护功能。在此状况下，设计人员应采用图8所示的升降压架构。这个电路与升压转换架构很类似，会在功率开关导通时建立电感电流，等到功率开关停止导通，电感电流就会通过输出电容和LED。这种设计与升压转换架构的区别在于输出电压不是正值，而是负电压。此架构还能在输出短路时将开关QI切断，所以可以避免升压架构发生的短路问题。此电路的另一特点是尽管输出为负电压，感测电路却不需执行电压位准转换――因为控制组件的地线连接到负输出端，并直接测量感测电阻R100两端的电压。图8中虽然只有1个LED，实际应用却可串联多颗。另外要注意的是，输入电压与输出电压的总和不能超过控制组件的最大电压额定值。
控制回路设计
LED电源供应的电流回路设计要比传统电源供应的电压回路简单。电流回路的复杂性是由输出滤波架构决定的。图9就是三种常见架构，分别是单纯的电感滤波器(A)、典型的电源供应滤波 器(B)和改良型滤波器设计(C)。
为每个功率级电路建立简单的P-Spice模型，以说明其控制特性的个别差异。其中降压转换功率FET与二极管的开关动作由一个10倍增益的压控电压源代表，LED由一个3Ω电阻串联6V电压源代表，LED与接地之间还有一个1Ω的电流感测电阻。模拟结果如图10所示。
电路A是相当稳定的一阶系统响应，其中，直流增益是由压控电压源、LED阻抗所构成的分压器以及电流感测电阻所决定，系统极点则由输出电感与电路阻抗决定。补偿电路设计也很简单，只要使用乙类放大器即可。
电路B由于包含输出电容，所以会有二阶响应。增加输出电容是因为某些应用在电磁干扰或散热因素的考虑下，不能容忍LED出现太大的纹波电流，因此需要输出电容来消除纹波电流。这个电路的直流增益与前面的电路相同，但它会在输出电感和电容所决定的频率点上产生一对复数极点。由于滤波电路的总相位移为180°，因此补偿电路设计必须谨慎以免系统不稳定。补偿电路设计与采用丙类放大器的传统电压模式电源供应很类似，但比电路A多出两颗零件和输出电容。
电路C则会重新安排输出电容的位置，使电路补偿更容易。LED两端的纹波电压与电路B很类似，只不过电感纹波电流会通过电流感测电阻R105，这在计算功耗时必须考虑。此电路的补偿设计几乎和电路A同样简单，直流增益也与前面两种电路相同。电路共有1个零点和2个极点，零点由电容和LED串联电阻产生。第一个极点由输出电容和电流感测电阻决定，第二个极点由电流感测电阻和输出电感决定。当频率很高时，此电路的响应与电路A相同。
调光
许多应用都需要LED调光功能，像是显示器亮度控制和建筑照明调整。LED调光方式有两种，一种是减少LED电流，另一种是让LED快速导通和截止。由于输出光强度不全与电流成正比，LED光谱在电流低于额定值时还常会移动，所以减少LED电流不是很有效率的做法。另外，人类的亮度感受还与光强度成指数关系，需大幅改变电流才能达到调光效果，这对电路设计造成很大影响，例如，电路容差(circuittolerante)就能让3％的满负载电流误差在10％负载时增为30％以上。
目前，太阳能路灯应用日趋广泛，太阳能路灯采用蓄电池供电，供电电压一般在12.6V左右，采用大功率LED光源取代了传统的无极灯和钠灯，LED照明光源功率一般在10W到60W之间，需要的驱动电压与LED灯珠串联数相关，电压一般均在15V以上，需要的驱动电流与LED并联数相关，一款好的驱动电源能够有效的提高蓄电池的使用寿命，减小大功率LED光源的光衰，因此，设计一款蓄电池供电功率可调的LED驱动电源，具有很好的应用价值。
一．功率照明LED的特性
大功率照明LED利用PN结发光的原理，PN结加反向电压，少数载流子难以注入，故不发光。当PN结处于正向工作状态时（即两端加上正向电压），电流从LED阳极流向阴极时，半导体晶体就发出从紫外到红外不同颜色的光线，光的强弱与电流有关[1]。目前，路灯LED灯具均采用1W功率LED芯片，采用多串多并的方式构成不同功率的光源。1WLED光源的正向工作电压一般情况下为3.2V，正向工作电流IF一般为350mA。功率LED芯片是低电压、大电流驱动的器件，其发光强度由流过LED的电流大小决定。电流过大会引起LED光衰减，电流过小会影响LED的发光强度。因此，LED的驱动需要提供恒流电源，以保证大功率LED使用的安全性，同时达到理想的发光强度。在LED照明领域，为体现出LED灯节能和长寿命的特点，正确选择LED驱动IC至关重要。没有好的驱动IC的匹配，LED照明的优势无法体现出来。
二．功率LED驱动电源的设计
（一）XL6006简介
XL6006是芯龙公司设计的一颗突破传统电路拓扑结构，结合HVBCD工艺，大电流，高压DC/DC升压恒流LED驱动IC，有如下特点：1.具有较宽的直流3.6V到32V输入电压范围（低压可以兼顾锂电供电）2. 最高升压可到60V，可驱动串联16颗1W LED；3. 最大开关电流5A，可驱动0~50W功率的LED；4. EN脚可实现PWM调光，且自带软启动功能；5.低至0.2V参考电压，可以有效提高系统效率 6.输出60V过压保护功能； 7.内置过热保护功能。其优势为：宽电压输入，大电流输出，电路简单。 XL6006应用简单，其普通DC/DC升压拓扑结构，效率高达95%，适用于基于LED的汽车、路灯、太阳能灯及LED背光驱动的应用。
（二）XL6006电路设计
XL6006是一个180KHz的固定频率PWM降压DC-DC转换器，5A开关电流能力，该电路应用简单，外部元器件比较少。鉴于LED领域的系统需求，内部除了常规的限流电路，过温度保护，开路保护外，还内置了专用LED的CC。CC是通过电阻RCS测量LED电流并实现电流模式控制，在正常工作情况，LED电流由0.22V的PWM控制器内部参考电压除以RCS电阻值所决定。即I=0.22V/RCS，因为RCS两端的电压降在正常工作条件下将一直保持在0.22V，OVP是芯片内部有开路保护，保护电压52V左右，芯片外部通过电阻R1和R2测量输出电压并实现电压模式控制，实现二次开路保护，一般OVP设置为比正常输出电压高20%。在芯片正常工作的时候，CC起作用；当CC这一路出现问题，OVP钳位输出电压，使LED不会承受较大功率而烧毁。PWM调光这一块也可以调节1脚EN来实现，EN的逻辑关系是一旦这一点电位高于1.4V，芯片输出正常。低于0.8V芯片不工作。由于芯片本身的频率只有180K，内置软启动电路电路，所以在一定占空比的条件下，PWM 调光的速率不应该太快，建议在100KHZ-300KHZ；也可以通过FB来实现对芯片的PWM调光控制，高电平高于1V，芯片关断，低于0.3V，芯片开启[2]。XL6006电路如图1所示。
XL6006电路采用了4位拨码开关，分别连接了4个高精度低阻值电阻，4个电阻的阻值分别为0.15欧、0.18欧、0.24欧、0.36欧；根据官方公司提供的公式I=0.22V/RCS可知，4路的电流分别为1466mA﹑1222mA、917mA、611mA， 可以分别支持5并﹑4并、3并、2并LED光源。L1为大电流磁环电感，用于升压；SS36为4A肖基特二极管，D10为56V稳压管，R19电阻用于空载时对XL6006芯片进行保护；BV+ BV-为蓄电池接入正负极，LV+ LV-为LED光源的正负极。D11是PWM信号的接入单向二极管，防止信号反串。
（三）功率调节电路设计
PWM是脉宽调制的缩写，实际上是脉冲波形，其最重要的一个技术指标是占空比。占空比是指脉冲波形中，高电平时间在周期里所占的比例。如果用PWM波作为驱动信号，可以控制送到负载上的“等效电流”值，通过调节PWM波的占空比，调节负载上的等效电流，又因为LED光源的光的强度与通过的电流有关，所以调节调节PWM波的占空比，即可调光。
因此调光电路的设计就是要设计产生占空比可调的PWM信号的电路，利用555定时器可以容易的产生PWM信号。占空比可调PWM信号发生器电路如图2所示。
如图2所示，555定时器与R1、R2、W1、D1、D2和C1组成了无稳态多谐振荡器，D1和D2分别为充电放电的导引管[3]。
以上公式不管W1如何调节，脉冲周期是不变的，占空比是变化的。
三．结束语
本设计的太阳能路灯LED驱动电源性能稳定，可支持多并多串LED光源，LED光源功率范围在6W-48W之间；并采用555定时器产生PWM信号实现了功率可调，经测试系统转换效率高达90%以上，具有功耗低、性能稳定等特点。目前已经进入大批量生产，并取得了较好的使用效果。此解决方案对从事太阳能相关产品的研发具有一定的参考价值。
参考文献：
中图分类号：TN929.11 文献标识码：A 文章编号：1006-8937（2015）35-0008-02
半导体激光器拥有广阔的应用范围和极大的应用潜力，广泛应用于军事、医疗、商业贸易和工业生产等多个领域。但是传统的半导体激光器内部的设计模式并不好，使用寿命也很短，大大限制住了半导体激光器的使用路径。通过对内部驱动电源的设计分析，可以优化半导体激光器的电力结构，有效延长半导体激光器的使用寿命。
1 半导体激光器和驱动电源的概念和含义
半导体激光具有体积小、重量轻、价格相对较低和驱动电源设计简单等优越性的有利条件。半导体激光器是以半导体材料为工作物质，利用电力产生激光激光的一种物理性工具。半导体激光器要顺利地产生和发射出激光，必须要满足三个基本条件：
一是在电子注入有源区时形成粒子数的反转;
二是电子在光学谐振腔内产生一定波长的光，并利用电子跃迁来提高光的亮度和强度;
三是在发射激光时，注入谐振腔内的载流子既不能多也不能少，保证激光阈值的电流密度维持在饱和状态。
半导体激光器是实用性和适用性都最好的一类激光器，广泛应用于光存储、激光测距、激光通信、激光打印和雷达等多个方面。驱动电源是把电运供应的电力转换成某一特定的电压和电流，用以驱动机器工作运转的一种电源转换器。由变压器、整流桥、稳压电路、绿波网络和慢启动电路组成的驱动电源采用的不是电池供电或通电的开关闭合来控制电源状态的。
2 半导体激光器对驱动电源的要求
注入半导体激光器的电流小于额定阈值的时候，激光器就会因为输出功率过小而只能发出微弱的荧光。这时射出的光也只是半导体激光器自发辐射的光能能量，并不是从半导体的物质原子中发射出来的激光。注入半导体激光器的电流大于额定阈值的时候，激光器在恒温的情况下输出的功率和注入的电流大小成正比的线性关系。当半导体激光器内部的驱动电流超过允许流通电流的最大上限时，驱动电源就很有可能被烧毁，情况严重的时候还可能会发生小型爆炸，伤及相关的使用人员。原本半导体激光器的时间响应速度就很快，基本上都是以毫微秒来进行计量的，即使是极为短小的时间段内的冲击电流也会造成半导体激光器的破损和毁坏。因此，半导体激光器内部的驱动电源必须要担负起保护电路安全和电流稳定的职责，尽量减小或消除冲击性电流带来的不良影响和损失后果。
一方面，像半导体激光器这种非感性的电力负载，在闭合开关和断开电源的瞬间都会产生一股很大的冲击性电流。半导体激光器的驱动电源必须要将电力的输入和输出设计成一种启动较慢的安全性电流回路。通过降低激光波长的纹波系数和滤除电路中的交流分量来保证流通电流和输入电压的稳定性。
另一方面，气候温度和空气湿度以及线路老化等原因都对半导体激光器的激光输出功率有着显著的负面影响。半导体激光器的驱动电源必须要有一套自动控制电路温度，同时增益输出功率的设计方案，使半导体激光器能够在恒温的状态下进行正常的工作。
3 半导体激光器驱动电源的设计
3.1 总体设计方案和分析
本文选取了型号为MD-500-7的这种数字式大功率半导体激光器驱动电源为例。该激光器的额定功率是500 W，能承受的最高电压不能大于50 V，可以流通的电流为0～60 A。驱动电源的整体设计图，如图1所示，图中明确指出了驱动电源内部对实现技术指标的影响相对较大的重要单元。对这些关键性的组成单元，必须要在设计方案上进行深入的理性分析和客观的对比筛选。
在驱动电源的整个设计系统中，各个组成部分的设计是以总体设计方案为中心，围绕着总体设计图来展开的。传统的半导体激光器驱动电源，采用的都是分析电源主回路和平均分摊电力的单一型设计方案。即便半导体激光器是电子转光子的一个高效率转换机器，也和其它的电力产品一样，不可避免地会因为常规操作和使用次数的增加而出现机理损耗和功能弱化的现象，从而影响激光管工作时光线波长和输出功率的稳定性能。只有对其内部驱动电源的温度进行严格的调控，才能保证半导体激光器在恒温的状态下更为持久可靠地进行工作。为了达到更好的设计理想和使用效果，温控单元激光二极管的温度控制也需要必要的分析和研究。
3.2 恒流源驱动器的设计
恒流源电路可以使半导体激光器最大输出40 A稳流源的驱动电源在连续工作的模式下保证电压以2～10 V的低水平性输出。如图2所示，设定输出电流最高可达40 A，输出电压稳定在2～10 V之间，使用大功率场效应管作为设计中的调整控制管，利用场效应管的开关来控制连接在漏极D上的负载电流ID并使其保持不变，通过控制场效应管的旁吹缪UGS来达到均衡电流的最终目的。
在恒流驱动器正常工作的时候，图2中MOSFET管Q1的控制电压Vgs是一种正向的驱动电压，为MOSFET管提供导通饱和的功能服务。IR是一种通过LD的电流，会遵照相关的指数规律呈增长趋势。Imax指的是在MOSFET管一直导通的情况下Vdd对L充电所能达到的最大指数。
半导体激光器使用寿命的长短和工作效率的高低直接取决于驱动电源的稳定程度。驱动电源的稳定性能较高，半导体激光器的使用寿命就会相应地延长，发射激光的工作效率也能够保持在一个较高的水平上。因此，对半导体激光器驱动电源的保护是必要而重要的。驱动电源的保护可以由软启动、浪涌消除电路、过流过压检测电路和恒流源各部分软件的设计来具体实现。
3.3 制冷器和驱动电路的设计
半导体激光器驱动电源的温度控制是建立在闭环负反馈理论和电力恒温流原理上的一种控温技术。由P型和N型的半导体制冷元件构成的热点对偶是最常见的温度传感器之一，也是半导体激光器驱动电源制冷系统的基本元件。把P型和N型的半导体制冷元件连接在一起，让直流电通过P-N组件，P和N接头的两个地方就会产生一定程度上的温度差别。温度较低的电流方向是从N到P，接口处的温度会逐渐下降并吸收热量;温度较高的电流方向是从P到N，接口处的温度会慢慢上升并释放热量。这种冷热衔接、对接协调的N-P组件就是一个完整的热电偶对。将多个热电偶对成串地设置在电路上，和热交换器的传热元件组合形成普遍应用于驱动电源内部的热电制冷组合控件，专门负责进行热传导和热疏散，保持驱动电源工作环境的恒定低温。
演算制冷量的具体公式是：
Qc=αITc-■I2R-KΔT
其中，Qc为制冷量;
α为Seeback系数;
R为元件内阻;
K为元件导热系数;
I为电流;
ΔT为冷热端温差。
温度传感器是温度控制系统中最重要也最核心的硬件组成部分。温度测量的敏感元件不仅有热电偶对和热敏电阻等传统的温度传感器，又有光学温度传感器和集成温度传感器等先进的现代化温度传感器。一般的半导体激光器驱动电源往往采用的都是一种型号为DS18B20的数字温度传感器。
4 结 语
由于半导体激光器对内部的驱动电源提出了稳定电流和控制温度这两个基本性的技术要求，所以在设计半导体激光器的驱动电源的时候，要充分考虑驱动器、电路主回路和温控系统等部分的工作原理来设计电源方案。同时还要注意设计一些如软启动、过压检测电路和消除浪涌电路等用来保护电路的硬件和软件。
参考文献：
中图分类号： TN86?34； TP713 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2016）20?0154?05
Abstract： The navigation and position are the most important functions of the gyroscope used in military and civil aircrafts. The running condition of the gyroscope can affect the aircrafts’ safety directly， and the multiphase power supply providing the electrical energy for the gyroscope determines whether the gyroscope can work stably. The C8051F020 and DDS chip AD9952 based 1 200 Hz waveform generating circuit of two?phase gyroscope power supply is described， in which the high?power MOSFET power supply is used to provide the large enough output power for the integrated operational amplifier MP108 circuit. The smooth waveform output is realized with the hardware and software filtering， which can make the gyroscope work smoothly and accurately. The test results show that the output voltage and frequency of the power supply have high accuracy， good stability and great ability to resist the high?frequency interference， and can satisfy the design requirements.
Keywords： aviation power supply； gyroscope； DDS； average filtering algorithm； inertial navigation system
0 引 言
陀螺仪作为航空器重要的惯性导航设备的重要组成部分，其精度直接影响着整个惯性导航系统的精度，尤其是在极端温度和气候情况下，仍需保证陀螺仪能平滑顺畅进行工作，故需要系统提供高质量的驱动电源，以保证其工作的稳定性和可靠性[1]。
本文重点介绍了以C8051F020为控制核心，运用DDS技术及新型功率驱动方式搭建航空陀螺仪用1 200 Hz两相高性能驱动电源，在硬件方面通过合理设计基准电源、单片机及显示电路、两相DDS发生电路和大功率MOS驱动电路等，输出频率、电压既可定频、定压输出，也可通过数字编码器进行调节，以及有效的软硬件滤波方法，以实现两相1 200 Hz正弦波形的平滑、稳定、高精度输出，使陀螺仪电机能按既定控制要求精确、稳定输出。
1 系统整体设计
系统由控制核心C8051F020、AD9952组成的DDS发生电路、功率驱动电路、检测电路、数字编码器及LCD显示模块及直流供电电源组成，且电路具有完善的过压、过流及短路报警及保护。同时上位机通过16位高分辨率凌华数据采集卡直接采集电压、电流等四组输出参数，实现数据的实时采集和监控。该电源整体系统框架如图1所示。
1 200 Hz两相驱动电源的设计参数为输出容量>100VA，两相相位差为90°，相位稳定度≤2%，输出两相相电压连续可调（7～15 V），电压稳定度≤1%，频率稳定度≤1%，波形失真度≤2%，输出相电流≥2.5 A，负载稳定度≤1%，为实现电路电压的精度，部分元件采用高精度军品级元器件以保证精度需要。
2 系统硬件设计
2.1 C8051F020端口配置及供电电源设计
C8051F020是美国 Cygnal 公司推出的一种混合信号 SoC 型8位单片机，是集成度很高的混合信号系统级的芯片，系统利用单片机的8～12位A/D转换器及其他端口，实现系统模拟量采集、DDS发生电路、LCM240128ZK图形模块显示等功能，为满足C8051F020的供电及基准电源（VREF=2.5 V）、DDS电路、检测电路等的需要，故电路需设计5 V，1.8 V，3.3 V，
±15 V高精度供电电源，以满足单片机及AD9952的需要，均采用了高质量集成稳压器以及参数合理的LC滤波器[2]。尤其是3.3 V和DC 1.8 V，直接影响到DDS输出信号及检测信号的精度，故在电路中运用了高精度电源转换芯片AMS1117?3.3和AMS1117?1.8，以保证供电需要，电源C8051F020端口配置及3.3 V直流电源如图2所示。
2.2 DDS电路设计
AD9952是Analog Device公司推出的新一代DDS芯片。是一个具有14位模数转换功能的直接合成器。该新芯片运用先进的直接数字合成技术，内部连接一个可编程的高速度模拟转换器，能够产生一个频率最高达200 MHz的模拟正弦波输出，并且能够提供快速频度跳动和良好的调频分辩率[3?7]，本设计中通过C8051F020将调频和控制字通过其串行I/O口载入AD9952。同时电路通过仪表放大器AD620完成第一级放大，放大倍数由0.1%的定制精密电阻RS1_38（或RS2_38）决定，按设计要求该级完成总放大倍数的21.213倍，由手册可知AD620放大倍数计算公式为[Au1=1+49.4RS1_38=21.213]，可求得RS1_38=RS2_38=2.444 kΩ。
C8051F020通过SPI串行接口给AD9952的控制寄存器写入控制字，在程序中控制电源的幅值、频率与相位差输出。
如频率控制可用公式：[f=Kfs232]实现，本设计信号为输出频率1 200 Hz，外接晶振频率fs=24 MHz，故FTW0的控制字K=0x89，一方面满足波形频率的要求，另一方面也满足高频采样的要求。
两相电压相位差为90°，AD9952相位计算公式为[?=360°×POW214]，设定A相初相位为0°，则控制变量POWA=00；而B相相位为90°，则POWB=4 096。
而调节AD9952幅值的16位控制寄存器为ASF，其控制范围为0000H～3FFFH，其对应输出电压为0～0.5 V，A相DDS电路如图3所示。
2.3 功率驱动系统及供电电源设计
如图4所示，由于系统要求输出电流每相≥2.5 A，故给集成运放MP108供电的直流电源输出功率要求较大，一般的晶体管稳压电源已很难满足功率及稳定性要求，本设计中采用了单相双MOS管（IRFP150N）推挽输出方式给信号放大电路提供+VS直流供电电压，同时电源进线采用电抗器L1_1和C1组成单路滤波电路，以消除AC 220 V电源带来的扰动，如图5所示为+VS电源及单相功率驱动电路。
根据设计，由MP108组成的同相比例运算电路的电压放大倍数为[1+RG1_2RG1_3=2]，故RG1_2和RG1_3选择精度0.1%的精密军品电阻（1 kΩ）。
2.4 检测电路设计及参数设置
本设计中需要检测两相电压、电流有效值（PHA，PHB，CURRENT1和CURRENT2）经过精密差压放大器AD629以及有效值计算芯片AD536通过AIN0～AIN3四路模拟量输入[8?9]。相位差和频率信号通过LM311整形成矩形波后分别通过C8051F020端口T0，T1和T2进行参数检测，采样频率设定为100 kHz。A相测试如图6所示。频率的检测通过1 s内一个周期内统计的A相矩形波个数n来实现，通过C8051F020的CEXn引脚上出现的有效电平变化导致PCA0捕捉PCA0计数器/定时器的值并将其载入对应模块的16位捕捉/比较寄存器（PCA0CPLn和PCA0CPHn），即输出频率f=n。
而相位差的计算是通过A相和B相在一个周期内捕捉上升沿时刻t1和t2，得到Δt=t1-t2，则相位差ΔΦ=f×Δt×360°，如图7（a）、图7（b）所示。
系统在软硬件初步调试后，上位机得到输出波形如图8所示，由图8可知，在输出级和供电电源部分（如图4和图5所示）采用了LC等滤波电路，波形各项参数已初步达到基本要求，抑制了大部分干扰，但由于硬件滤波器有固定的截至频率，还不能完全抑制系统本身和外界的干扰，所以初测波形扰动及高频噪声仍比较明显，故利用软件算法，采用时滞补偿滤波法对波形进一步优化，使输出两相电压进一步达到标准正弦波。
3 系统软件设计
系统程序按模块化设计，共分初始化、数字电位器及按键检测、电压、电流等检测以及滤波算法模块、LCD显示模块驱动子程序，其中根据去时滞补偿平均滤波算法进行软件滤波，用于DDS初始输出波形的信号处理，以进一步改善波形。程序流程图如图9所示。
3.2 时滞补偿平均滤波算法及程序
在系统中首先要保证输出两相电压波形的平滑度，故在电压检测及高频采样过程中采用时滞补偿平均滤波法，由于采样直接来自输出，故取每一个采样值与理想值的差值，采用反向补偿方式，调整下一个时段的输出信号，即tn时段若采样值为[xn′]，通过计算时刻的参考值xn=Umsin（ωt+φ）可得差值为Δx=xn-[xn′]，则下一时刻实际输出值为yn+1=[xn+1′]+Δx，由于该系统采用100 kHz的采样频率，故补偿虽有一定的时滞性，且该系统选用器件均为高速型器件，信号传输时间短（总时间
3.3 上位机程序设计
系统上位机通过凌华（PCI?6208+6216）数据采集卡采集陀螺仪电源在负载情况下的实时电压和电流参数值，每1 s刷新一次，如图11所示为两相陀螺仪电源参数上位机测试界面。
4 实验与结果分析
通过系统硬件的合理搭建、软硬件滤波方法的合理设计，加载陀螺仪电机负载，通过从常温到低温冻结，以及不同气候情况下，给定电机不同负载，输出电流从0～2.529 A变化的过程中（以设定输出电压11 V为例，并以两相电源空载和满载对比），电压变化量仅为0.005 V，表明两相陀螺仪电源各项参数以及波形分布已完全达到设计要求，其上位机测试界面及波形输出如图11～图13所示。
5 结 论
本文利用直接数字频率合成器（DDS）以及高性能单片机（C8051F020）搭建了两相陀螺仪用1 200 Hz驱动电源，合理布置PCB元件及布线，采取了有效的软硬件抗干扰措施，测试结果表明，该系统电压稳定度、频率稳定度、波形失真度、输出相电流、负载稳定度等参数均满足设计要求，证明了系统设计的正确性、合理性和实用性。
参考文献
[1] 蒋窍，李杰，刘俊，等.基于单片机的GPS/MEMS陀螺仪航向角实时测量系统[J].传感技术学报，2011，24（6）：919?922.
[2] 高士友，胡学深，杜兴莉，等.基于FPGA的DDS信号发生器设计[J].现代电子技术，2009，32（16）：35?37.
[3] 李征，刘玮玮.一种基于单片机和DDS技术的信号源设计[J].现代电子技术，2014，37（17）：46?47.
[4] 牛耕，陈思宇，于继翔.基于DDS技术的正弦交流信号源的设计[J].现代电子技术，2012，35（3）：52?56.
[5] 松文，秦开宇，唐博.基于AD9952的直接频率合成设计[J].中国高新技术企业，2010（6）：18?19.
[6] 王辛.基于DDS技术的波形设计[J].现代电子技术，2013，36（14）：1?3.
一、LED路灯的电源驱动原理
近些年随着大功率的LED发光技术的升级，大功率的白光LED进入了照明市场，越来越多的被应用于通用照明领域。因为LED本身具有高光效、寿命长、抗浪涌能力差等特点，以此LED路灯的电源控制和驱动系统就成为了保证其功能和高效的重要基础。
为了设计出更加安全可靠的电源驱动器，必须对其工作原理进行了解。下面就对LED路灯电源驱动器的基本工作原理进行简要的介绍：主要的系统设计是处采用隔离变压器、PEC控制电源开关，并保证输出为恒定的电压，完成对LED路灯的驱动。因为实际中LED的抗浪涌的能力较差，尤其是对反向电压更为敏感。所以在电源控制中应当注意对这方面的保护效果的提高。同时，LED路灯主要的工作状况是户外，因此要增加对防浪涌的措施。因为对其供电的电网容易受到雷电的干扰，从而产生感应电流而涌入电网，从而导致对LED的破坏。所以电源的驱动也应当具备抑制浪涌的功能，达到保护LED的效果。此时采用的EMI滤波电路就起到了这种防止电网谐波串入的模块，以此保护路灯的电路正常工作。
二、LED路灯的电源驱动器的设计
1、驱动器设计简述
针对LED路灯系统的电源控制器的设计需要考虑到其特地和基本要求才能达到目的。具体的情况如下：此系统中的每个路灯的功率在 100W以内；为了提高路灯的实用性，路灯的LED被分为若干小组，每组LED则是串联驱动节能高效，组与组之间为隔离驱动，保证单组损坏而不影响整个LED的工作；为了提高路灯的安全性，输入和输出系统需要有电气隔离；电源的公因数必须维持在较高的水平。
在设计中为了满足以上的基本需求，通常采用的是AC/DC恒压电源和多路控制的DC/DC恒定流动驱动级联的方式完成对多路的LED驱动。AC/DC部分采用的是反激形式拓扑，输出的功率可以满足LED的功率；DC/DC的部分采用国半德尔LED恒定电流芯片。其中在AC/DC部分所采用的反激式的电源所产生的损耗将影响电源的效率，其损耗主要有：一次场效应晶体管的损耗，主要是导通和开关损耗；二次侧的整流二极管造成的功率损耗；高频变压的固有的铁损、铜损、漏感损耗等，为了提高整个电源的高效率就应当对上面三种情况进行控制。
2、控制形式和零电压设计
在提高效率的设计中，如采用ST所生产的L6562作为控制芯片，此芯片是一种较为经济的功率因数校正控制元器件。反激方式电源工作是在不连续导电的模式下进行工作的，通过前端的滤波其进行自动调整实现高功率。为了减小场效应晶体管损耗，利用与芯片相适应的器件，这样可以有效的降低在导通时出现的损耗，同时还可以利用准谐振的技术实现场效应晶体管的零电压导通，完成对开关损耗的控制cssci期刊目录。
3、同步整流设计
通常的反激式开关在利用中二次侧的整流二级管也会形成较大的损耗，为了实现高效率可以利用具有低导通降压的二极管来缓解着高损耗的问题，但是实践中看，此种改进的效果并不明显，同时一些设计中输出的的电压较高，而肖特基二极管的反向耐压性能并不理想，所以其不能满足高效率需求。
实践证明较好的方法是采用同步整流技术对功率进行调整，利用导通电阻较低的场效应晶体管代替整流二极管。同步整流方式可以分为外驱动和内驱动两种，工作原理也可分为电压型和电流型、谐振型驱动等。这些同步驱动的方式各自有其优势和不足。其中一种较为实用的是电流同步的控制驱动方案，但是因为驱动中选择了场效应晶体管门极驱动电压钳位在输出电压上，而门极穿电压通常较低，因此要采用此种方法就要降低输出电压。
所以可以采用混合型的同步整流方法，其工作的原理为在两个变压器上的两个绕组为T3、T4，其中T3设计为二次绕组主要负责能量的传递，T4则为辅助绕组。在T4上的电压随着T3电压的升高而升高，用于开启同步整流用场效应管。此时的电流互感器中的两个绕组也起到不同的作用，初级绕组是串联在主电路中，是检验流经的场效应管的电流，当该绕组中的电流下降到0的时候节能高效，另一个绕组则将场效应管断开。所以此种方案可以利用电压信号来控制场效应晶体管的导通，电流信号泽尔负责其关闭，不仅仅提高了效率还可以稳定的工作，控制了无开通的情况。
4、变压器的高效率设计
高频率变压器是隔离形式的电源中不可或缺的器件，在提升效率的方面也有着重要的作用。变压的损耗主要来自铜损、铁损、漏感损耗，此三者的损耗可以通过必要的手段进性损耗的控制，但是控制的措施不能完全达到综合高效的目标效果。因此，新型的变压器技术将高频率供电系统进行了升级。此种变压器的技术日趋成熟，主要特点是高度低，利用底部面积大的平面磁芯。此种变压器采用的绕着是螺旋印制线构成。和以往的变压器相比此种平面型的变压效果更高，工作效率也得到了提升，且体积小、漏感小、导热性好、一致性强等。虽然其距离应用还有一段时间，但是可以成为高端应用领域的替代产品。
三、结束语
LED路灯系统的高效率电源驱动器的设计，其首要的目的就是保证路灯的高频率工况，同时防止供电系统中的干扰侵入到路灯系统中而造成损坏。其次，利用多种复合电路和晶体管来提高供电过程中的各种线路损耗，提高供电的效率，以此达到安全、高效的目的。
参考文献：
[1]魏大为.大功率LED路灯驱动电源的设计[J].电工技术,2009,(05)
[2]张国隽.城市路灯照明节能方案的设计[J].广东科技,2007,(S2)
[3]陈发强.优化路灯电源设计节约用电[J].科技资讯,2007,(29)
Design of A High Power Factor and High-Power
Power Supply to Drive LED Lights
SHI Hong-wei Zhu Zheng-yu Shejie
（Jiangyin Polytechnic College，Jiangyin 214433，Jiangsu，China）
Abstract：With the development status of LED power supply，this article introduces a programme in the case of high power for LED lights.The article introduces a design of half-bridge LLC resonant based on PLC810PG for LED lights switching power supply.This design realizes factor correction and improved work efficiency by soft switching.In the article，the main circuit and control circuit are designed in theory and the related circuit parameters are estimated.Finally experimental studies show that the system design is feasible and the basic performance to meet design requirements.
Key words：LED power supply；power factor correction；half-bridge LLC resonant circuits；PLC810PG
引言
LED（light emitting diode）具有发光效率高、功耗小、寿命长、光污染小、光线质量高等优点，已在各个领域得到广泛应用。近些年随着大功率的LED发光技术的升级，大功率的白光LED越来越多的被应用于通用照明领域。可以说，作为新一代光源，LED的应用已经成为照明的发展方向。目前LED应用的热点之一是LED的道路照明。
LED路灯的电源控制和驱动系统是保证其功能和高效的重要基础。文章结合大功率LED驱动电源的发展现状，提出了一款基于PLC810PG的半桥LLC谐振式的LED路灯开关电源的设计方案，把输入分压与半桥两个开关各自形成一路Boost电路，实现了功率因数校正作用，后级采用LLC谐振负载网络，实现了软开关，提高了工作效率。
1.系统结构
由于LED路灯功率较高，LED路灯电源不宜再沿用单开关反激式电路，而必须采用支持相应功率的电路拓扑，例如半桥LLC谐振拓扑结构。如图1所示，Q1和Q2是半桥开关管（MOSFET），半桥谐振网络中选用的是LLC结构，Cr、Lr和变压器T1初级绕组线圈Lm组成LLC谐振网络。Lb1、Q1、Dds2、Cb组成一路boost电路，Lb2、Q2、Dds1、Cb组成另一路boost电路，两个boost电路工作在断续模式下，作为天然的功率因数校正器。其中Lr为变压器的漏感，Lm为变压器的励磁电感。
2.输入EMI滤波电路和桥式整流电路
从频率的角度看，EMI滤波器属于低通滤波器。它能毫无衰减地把直流电和工频交流电传输到开关电源，不但可以大大地衰减从电网引入的外部电磁干扰，还可以避免开关电源设备本身向外部发出噪声干扰，以免影响其他电子设备的正常工作。本设计中采用的EMI滤波器基本结构如图2所示。
市电交流220V输入后，经由电容C1、C2、C3、C4、C5、C6和共模电感器L1、L2组成的输入EMI滤波器滤波，R1～R3在交流电源切断时为电容放电提供通路。热敏电阻RT1用来在电源系统启动时限制浪涌电流。当电路正常工作后，继电器RL1将RT1旁路，RT1中几乎无电流流过，不再有功率损耗，从而使电源效率提高1%～1.5%。BR1为桥式整流器，C7是滤波电容。
3.半桥LLC谐振电路
半桥双电感加单电容（LLC）谐振转换器能提供较大的输出功率，保证半桥MOSFET的零电压开关（ZVS），具有较高的效率，基本结构如图1所示。在图1中，Q1和Q2是半桥开关（MOSFET），Cr、Lr和变压器T1初级绕组线圈LM组成LLC谐振变换器。
本文设计的LED路灯照明用驱动电源（图3）中，Q1，Q2为半桥功率开关管（MOSFET）。C39为谐振电容，变压器T1的初级绕组与其构成LLC谐振回路（通常将图1中的Lr结合进变压器初级之中，对于图3所示的电路拓扑，仍称作LLC谐振结构，而不称其为LC谐振拓扑）。T1的次级输出经全波整流二极管、C37、C38整流滤波后产生52V直流电压输出，作为LED路灯模块的电源驱动。
3.1 电路主要元器件参数设计
系统的额定输出功率100W，输出电压为52V，两个boost电感的值可由表达式（1）计算得到：
由于输出功率P0=ηPin，效率值为90%，一般母线电压为1.2倍峰值输入，由此可求出系统的两个boost电感值。我们在当系统工作在fr的频率下来进行分析，此时LLC电路的电压增益为1，即可求出变压器的匝比为
图（3）中C39不仅起电容隔直的作用，也为负半周的谐振提供能量。且C39两端最大电压满足
其中fmax表示最大的开关频率，由表达式（3）可求出C39的值。由于系统工作频率，我们将fr取100kHz，则可求出系统中的Lr的值。
而由表达式（4）也可求出系统的励磁电感取值。
最终取值为：
Lb1=Lb2=400μH，Lr=112μH，Lm=600μH，C39=22nF，
T1匝比为n=4。
3.2 LLC的变压器T1的设计
变压器T1使用ETD39磁心和18引脚骨架。先绕次级绕组，次级绕组使用175股40AWG（Φ为0.08mm）李兹线（即绞合线），从引脚10到引脚12，再从引脚11到引脚13各绕9匝，并覆盖2层聚酯膜。初级绕组使用75股40AWG（Φ为0.08mm）绞合线，从7引脚开始到9引脚结束，绕36匝，再绕2层聚酯膜。其电感量是820μH（±10%），漏感是100μH(±10%)。将分成两部分的磁心插入骨架中对接在一起，在磁心外面用10mm宽的铜皮绕一层，用焊锡将接缝焊牢，再在铜皮与引脚2之间焊接一段Φ为0.5mm的铜线。在铜皮外部用聚酯膜覆盖起来。
3.3 基于PLC810PG的LLC控制电路
PLC810PG的CCM PFC控制器只有4个引脚（除接地端外），是目前引脚最少的CCM PFC控制器。这种PFC控制器主要是由运算跨导放大器（OTA）、分立电压可编程放大器（DVGA）和低通滤波器（LPF）、PWM电路、PFC MOSFET驱动器（在引脚GATEP上输出）及保护电路组成的。PFC控制器有两个输入引脚，即引脚ISP（3）和FBP（23）。FBP引脚是PFC升压变换器输出DC升压电压的反馈端，连接OTA的同相输入端。OTA输出可视为是PFC控制器等效乘法器的一个输入。OTA在引脚VCOMP（1）上的输出，连接频率补偿元件。反馈环路的作用是执行PFC输出DC电压调节和过电压及电压过低保护。IC引脚FBP的内部参考电压VFBPREF=2.2V。如果引脚FBP上的电压VFBP＞VOVN=1.05×2.2V=2.31V，IC则提供过电压（OV）保护，在引脚GATEP上的输出阻断。如果电压不足使VFBP＜VIN(L)=0.23×2.2V=0.506V，PFC电路则被禁止。如果VFBP＜VSD(L)=0.64×2.2V=1.408V，LLC级将关闭。PLC810PG的ISP引脚是PFC电流传感输入，用作PFC算法控制并提供过电流（OC）保护。PFC在ISP引脚上的过电流保护（OCP）解扣电平是-480mV。
设计的电路中52V的输出由R67、R66采样，经稳压器U3，光电耦合器U2及R54、D16、R53等反馈到U1的FBL引脚，来执行输出电压调节和过电压保护。流入引脚FBL的电流越大，LLC级开关频率也就越高。最高开关频率由U1引脚FMAX与VREF之间的电阻R52设定。R49、R51、R53设置下限频率。C27是LLC级软启动电容，软启动时间由C27和R49，R51共同设定。
R59是T1初级电流感测电阻。R59上的电流感测信号经R47、C35滤波输入到U1的ISL引脚，以提供过电流保护。
偏置电压VCC经R37、R38分别加至U1的VCC和VCCL引脚，将U1模拟电源和数字电源分开。R55和铁氧体磁珠L7，在PFC与LLC地之间提供隔离。U1内半桥高端驱动器由自举二极管D8、电容C23和电阻R42供电。Q10和Q11散热器经C78连接到初级地（B-）。
4.PFC功率因数校正电路
L4、PFC开关（MOSFET）Q3、升压二极管D2和输出电容C9等组成PFC升压变换器主电路。在140～265VAC输入电压范围内，输出电压稳定在385VDC（B+与B-之间），并在BR1输入端产生正弦AC电流，使系统呈现纯电阻性负载，线路功率因数（PF）几乎等于1。晶体管Q4、Q5等组成Q3的缓冲级。R6和R8是PFC级电流传感电阻，二极管D3、D4在浪涌期间箝位R6和R8上的电压（即两个二极管上的正向压降）。
4.1 PFC升压电感器的设计
PFC升压电感器L4使用PQ32/20磁心和12引脚骨架，L4主绕组使用#20AWG（美国线规，约＜0.8mm）绝缘磁导线，从引脚1开始到引脚6终止，绕35匝，电感量是580μH(±10%)。在主绕组外面绕一层作绝缘用的聚酯膜。偏置绕组使用#28AWG(＜0.3mm)绝缘导线从引脚8开始绕2匝，到引脚7结束。在该绕组线圈外面绕3层聚酯膜。在磁心上包裹一层铜箔，并用＜0.5mm铜线将铜箔与9引脚焊接起来，作为屏蔽层。在铜箔外面再绕3层聚酯膜。
4.2 基于PLC810PG的PFC控制电路的设计
U1引脚GATEP上的PWM信号驱动PFC开关Q3。R6和R8上的电流传感信号经R45，C73滤波输入到U1引脚ISP，来执行PFC算法控制，并提供过电流保护。PFC输出电压VB+经R39～41、R43、R46和R50取样，并经C25滤除噪声，输入到U1引脚FBP，来执行PFC输出电压调节和过电压以及电压过低保护。U1引脚VCOMP外部R48，C26，C28为频率补偿元件。当引脚VCOMP上的信号较大时，Q20导通，将C26旁路，可使PFC控制环路能够快速响应。
5.实验研究
在本文以上分析设计的基础上，试制了一台100W/100kHz（2A/52V）大功率LED驱动电源的样机。实验电路参数如下：单相输入电压Uin=220V（50Hz），输出功率Po=100W，工作频率fr=100kHz，负载为欧司朗公司1W高亮LED，共分4路，每路25只LED。
图4所示为中点电压Vds2与副边二极管Dr2的电流波形，由图可知如图4（a），很明显在二极管关断前其电流已经到零，则二极管工作在ZCS状态，此时工作频率为90kHz；图4（b）为在二极管关断时，二极管电流恰好为零，此时系统工作在fr的工作频率上，fr为100kHz；图4（c）为在二极管关断前，二极管电流并不为零，此时副边的二极管失去了其ZCS特性，系统工作频率为125kHz。
图5所示为半桥开关管Q1的电压、电流波形，由图可知开关管工作在ZVS状态。
图6为100W样机测试波形，当其由45%～100%负载变化时，其PF大于0.96；THD在10%以内，满足IEEE519以及IEC61000－3－2标准；效率在87.2%～91.1%间变化，当系统满载时，其效率高达91.1%，母线电压由490V变为375V，满载时，母线电压为375V，纹波电压为5V，纹波频率为100Hz，由于输入为交流220V，则其交流输入电压峰值为311V，母线电压只略高于输入，不会达到二倍峰值输入，系统输出电压为52V，满载时纹波为1V。
结束语
本文结合当前大功率LED驱动电源的发展现状，提出一种适用于LED路灯的驱动电源。由于LLC的应用使系统能够工作在软开关状态下，提高了系统的工作效率。经测试，系统在满载时功率因数达0.992，THD为6.5%，效率高达91.1%。最后试制了样机，验证了设计方案的可行性和正确性。
参考文献
[1]杨恒.LED照明驱动器设计[M].北京:中国电力出版社,2010.
[2]Steve Winder.LED驱动电路设计[M].北京:人民邮电出版社,2009.
[3]解学军,王学超.基于PLC810PG控制IC的LED路灯驱动电路[J].灯与照明,2010(3):36-40.
[4]程增艳,王军等.LED路灯驱动电源的设计[J].电子设计工程,2010(6):188-190.
[5]周志敏,周纪海,纪爱华.LED驱动电路设计与应用[M].北京:人民邮电出版社,2006.
中图分类号：TP302 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2015）34-0043-02
1 汽车天窗驱动电机结构及原理设计
一般汽车在行驶时若车内无新鲜空气补充，就会使空气中二氧化碳量增加、氧气量降低引起其大脑缺氧，产生疲劳困倦的感觉。虽然有时候驾乘者会通过侧窗进行换气，但是侧窗打开后，吹到人们身上的漩涡气流会让架乘着感觉风很大，又由于其上部的不通风，车内也会产生巨大的噪音，引起其耳鸣分散其注意力，最终导致无法安全行车的后果。特别是驾乘者在高速行驶时风带着灰尘等杂质直接冲撞到司机身上，更容易降低驾驶者的舒适感和注意力，引起事故。因此现在汽车多采取车内加装天窗的设计，既改善司机驾驶的安全性，又能通过天窗玻璃的自然采光给车室内营造出光明浪漫的气氛。
驱动车窗的工作是一项间断性工作，作为核心部件的驱动电机在其传动机构运行过程中起着非常重要的作用。其通过电机的转速及电流变化自由的驱动车窗玻璃沿滑槽前后移动、倾斜启闭。伴随着ECU科技的迅速发展，实现车窗远程精准停留功能也成为易事。本设计的驱动电机就是配合天窗ECU设计的一款直流永磁带传感的有刷电机。
它是一种机械能与电能相互转换的强驱动装置，其在整个运行过程中实现了电能产生、变换、传输、分配、使用、控制等循环作用。根据载流转子与主磁场定子互相作用产生电磁扭矩带动转子不停旋转最终产生机械运动的工作原理。将本设计电机分为定子、转子、电刷板、齿轮驱动等四大组立部分。
整个电机像人体一样各尽其责互相配合，精准完成天窗各部分驱动要求。首先定子作为“身躯”起着主磁场和支撑转子的作用。其次转子作为“心脏”起着切割磁力线产生感应电动势实现电能与机械能之间转换的作用，而带有ECU的电刷板作为“大脑”起着连接转子与外部电路的作用，最后齿轮箱作为“大手”起着调试控制天窗的运行及定位的作用。由于本设计为直流永磁带传感的有刷电机，其工作原理便是所谓的弗莱明左手定则原理。
即在磁场B[T]中，向垂直于磁场的导体L[m]中通上电流为I[A]的电时， 则通电导线在磁场中产生力F[N]的公式为：
F= B*L*I
若磁场中铁芯半径为R[M]，则在磁场中扭矩T[Nm]公式为：
T=2 *R*F=2 *R*B*L* I
若卷线匝数为Z[n]，则在磁场中整体产生扭矩T[Nm]的公式为：
T=2* Z*R*B*L* I
通过力与扭矩公式换算后，最终结论得出设计的卷圈匝数Z、磁场B、导体长度L。
电机旋转设计直接影响天窗应用模式，因此第一阶段先假设直流电机的转子不应用原动机拖动，而是把电刷A、B接在电压为U的直流电源上，让电刷A为正电位，B为负电位，则在N极范围内的导体ab中的电流是从a流向b，在S极范围内的导体cd中的电流是从c流向d。那么根据弗莱明左手定则判断出载流导体ab边受的电磁力的方向是向左，cd边所受的电磁力方向则是向右，又由于磁场是均匀的，导体中又流过相同的电流，所以ab边和cd边所受电磁力的大小也是相等的，此时线圈在受到相同的电磁力作用时会按逆时针方向进行转动。第二阶段是当线圈转到磁极的中性面上时，线圈中的电流和电磁力都等于零，但是由于惯性的作用线圈会继续转动。第三阶段是当线圈转过半周后，虽然ab与cd的位置调换了，但是由于换向片和电刷的作用，转到N极下的cd边中电流方向也变了（从d流向c），在S极下的ab边中的电流方向也变了（从b流向a），此时电磁力F的方向仍然不会改变，所以线圈仍然受力按逆时针方向转动。可见若N、S极范围内的导体中的电流方向不变，那么线圈两个边的受力方向也不变，这样线圈就可以按照受力方向不停的旋转下去。
2 汽车天窗电动机定子结构及原理设计
正如上述功能描述一样，定子作为电机的“身躯”起着主磁场和支撑转子的作用。一般定子结构分为永磁式和励磁式两种，永磁式是永磁体与电枢导磁体形成闭合磁路的形式。励磁式则是在磁极上绕线圈后，在线圈通电形成电磁铁的形式。虽然励磁式的定子有寿命长，在“空载”条件下噪音小的优点，但是车窗的应用环境很难预测，在寒冷、大风等阻力环境中经常遇上持久负载，易导致励磁电机电气原件烧毁引起“短路”等故障，因此天窗电机一般都选择永磁式定子。
而永磁式定子若磁性弱或磁路未饱和时，经常会引起电流增大、温度升高、噪音及振动等不良现象。因此在成本允许条件下，选择铁氧体永磁材料时，首先考虑高磁通密度（Br）和矫顽力（Hc）的磁性材料。其次由于该电机额定转速为40-50RPM，配合电枢铁芯长度定子设计长48mmX宽34.2mm且Br大于420mT的对称磁瓦结构是非常合适的。定子一般由机壳、永磁石、叶型弹簧等三部分组成，机壳根据客户放置电机的空间，应用直径为38mm扁圆筒结构。为了保证主磁体磁场稳定、装配位置误差小的功能，设计选择了比胶粘式更稳定的叶型弹簧支撑式结构。以上永磁设计大大改善电机噪音及振动的风险。永磁材料由于材质坚硬很难进行机械加工，因而一般来说永磁式电动机的制造成本比电磁式高。而电磁式比永磁式多了一项激磁损耗。因此许多工业在生产线性高精度产品时都多应用永磁式电机。
3 汽车天窗电动机转子结构及原理设计
转子作为电机的“心脏”起着切割磁力线产生感应电动势实现电能与机械能之间转换的作用。其主要结构由轴、铁芯、卷线、换向器、绝缘套筒、轴承及锥垫等七大部分组成。轴作为驱动转子旋转核心部件，其材质应用了 SAE/AISI 1144钢。铁芯应用了斜槽设计，即由厚度为1.0mm SPCC-SD硅钢片上下16片依次错开叠加槽位而成的，该设计即保证了电动机转动均匀平稳，又提高了电机输出功率，是现在高端电机常用的设计。换向器通过焊接方式连接转子铁芯铜线与换向器及碳刷电源正负极导通达到电机换向的作用。轴承作为连接齿轮箱和机壳桥梁，起着支撑和运动协调作用。由于本设计电机要配合天窗中的ECU按指令停留在任意位置处，因此在电枢转子处特别增加了4瓣感应磁环的设计。
转子设计重点在于铁芯的卷线，它决定了电机电流方向及转速、扭矩等功能参数，不同的卷线会影响到客户不同的应用效果。因此为了避免卷线时换向器与铁芯之间的误差，在设计及卷线时必须首先确认换向器与铁芯的角度问题，只有明确角度基准电机特性才可以稳定。本设计换向器角度为0°+/-1.5°，因此根据客户的应用条件考虑后，将铁芯槽数及换向器片数统一设计为8槽，铜线种类选择日立1 KMK-20E耐绝缘高等级的铜线，线径选择为4.75mm，其中每槽内匝数为24匝。
电机系列品种规格繁多，其质量水平及工艺差异对此类产品的影响起着至关重要的作用。从工程的角度本公司为保证工程质量，使用双飞叉高端日式卷线机，该工艺即保证了电枢两侧铜线快速的进入铁芯槽中，又能降低转子的两侧不平衡量。同时为了有效的防止铜线与轴之间、铜线与铁芯之间绝缘损伤、匝间短路和绝缘不良，断线，脱钩，反嵌，圈数差，绝缘击穿等故障的发生，选择绝缘涂层和绝缘套筒双重保护的设计。
4 汽车天窗电动机电刷板结构及原理设计
电刷板是电机机械固定部分和转动部分之间传递能量或信号的装置。其工作过程是将外部恒定电流通过电刷输入加载到转动转子上，配合换向器改变电流方向维持马达持续旋转的过程。同时它还有将大轴上的静电荷经过电刷引入大地静电的保护作用。
本设计的电刷板是由M型碳刷架及端盖、弹簧及碳刷、连接板及接地片、电容及扼流线圈等四部分组成。各部分作用如下，M型碳刷架及端盖部分有固定机械和转动的作用。弹簧及碳刷组立品有改变电流方向与换向器配合对电机起换向的作用。而连接板及接地片则起着电刷板输入外部电流的桥梁及静电保护的导体作用。电容及扼流线圈部分有减少直流电机损耗，提高使用寿命、电机运转稳定性以及降低直流电机的噪声和电磁干扰得作用。只有各部分同时有效而且配合偏差减少时，电机才能更顺畅有效的换向，同时还可以有效地减少电机刺耳的电刷噪音。
电机转动的时候，将电能通过碳刷及换向器输送给线圈，其碳刷越长则电机使用寿命就越长。因此本设计根据使用空间选择长为12±1mm SAE/AISI 1144材质的碳化物质。由于碳刷作用在换向器表面的压入力大小直接影响马达噪音及寿命，因此本设计通过不断的实验和验证将压入力设计在1.4+/-0.3N范围内，以便调整马达在合适的噪音水平中。最好选择弹簧支撑的材质为SPCC-SD。
因为转子滚动时，电刷始终与换向器进行摩擦，而且在换向的瞬间还会产生电火花灼蚀，所以电刷是直流电机里的易损件。因此伴随着设计经验的增多，在选择材质和部品配合时一定要多考虑产品的使用寿命、尽量通过合理的电路设计降低电机噪声和电磁干扰等不良影响，提高电机的品质能力。
5 汽车天窗电动机齿轮箱结构及原理设计
当汽车行驶速度过快时有可能造成天窗吹落，或是由于风阻产生
引言
随着全球经济的发展，节能和环保问题日益突出，作为解决该问题的方法之一的电动车实用化逐渐受到各个国家的重视。
由于感应电动机具有小型轻量、效率较高、结构简单、价格低廉、容易维护、宽范围的恒功率控制容易实现等优点，从而在电动车驱动系统中得到了广泛的应用。虽然感应电动机需要滞后的无功电流来建立磁场，导致其功率因数较低，低速轻载运行时效率很低；然而可以通过控制电机来改变其在确定的定转子角频率和负载转矩下的运行工况，此时电动机输入功率将要发生变化，效率在电机输出功率保持不变的情况下也会发生变化，其关键是电动机与逆变器的损耗，控制某个（或几个） 变量把电动机损耗降为最小，那么该工况的最大效率控制点也就找到了。因此在电动机的设计及控制上有其特殊性，需要综合系统的特性和要求进行优化设计[1，2]。
1.电磁有限元方法
1864年，Maxwell在总结前人工作的基础上，提出了适用于宏观电磁现象的数学模型，称之为Maxwell方程组。它是电磁理论的基础，也是随后出现的工程电磁场数值分析的出发点。
有限元的思想最早由Courant于1943年提出的。20世纪50年代初期，在复杂的航空结构分析中最先得到应用。有限元法以变分原理为基础，用剖分插值的办法建立各自由度间的相互关系，把二次泛函的极值问题转化为一组多元代数方程组来求解。它能使复杂结构、复杂边界情况的定解问题得到解答。1965 年，Winslow 首先将有限元法应用于电气工程问题，用以分析加速器磁铁的饱和效应。而电机内的电磁场问题的第一个通用非线性变分表述，则是由 P.Silvester 和 M. V. K.Chari于 1970 年提出的。此后，有限元法得到了快速发展，被认为是电机工程领域内发展得最迅速的一种技术，并陆续应用于各种电工问题[3]。
1.1 基本理论[4，5，6]
1.2 边界条件
电磁场的分析和计算通常归结为求偏微分方程的解，而为了得到唯一解，必须在该区域的边界上给出足够的信息，即边界条件，这也是在Helmboltz定理中所明确指出的。
（7）
2.EMC120型电机建模、分析
EMC120为我公司针对电动汽车与某电机厂家联合设计的一款驱动电机，其基本结构为三相异步电动机，采用水冷机壳。
根据上述模型在指定材料特性，设置边界和源的条件后，进行有限元求解。经过后有限元的处理功能，可以得到如图所示的电机磁力线分布，图 3中为电机转速在 1780r/min空载时的磁场分布图。图中我们可以明显看出电机的6个磁极，观察颜色变化及疏密程度不同，可以直观的找出电机磁通的最大和最小位置。
2.1 电机性能曲线
经过有限元后处理功能，我们能方便的得到想要的电机瞬态性能曲线。下图5为电机空载时的速度与时间的曲线。
2.2 设计值与试验值的对比分析
本文所计算的电机主要参数与实测值对比见下表。
由上表可知，在二维有限元电磁场计算出的主要性能参数与实际值相差很小。2D电磁场的有限元法已经足以满足工程计算的需要，它比以往的磁路计算方法更贴近工程问题的物理本质现象，不受结构变化的影响，可以适用于各种电磁场情况。其直观、方便的后处理功能使设计人员不用过多的与大量而繁杂的数据接触，减少不必要的失误。
结束语：
软件的操作与运行环境已经有了长足的进步，开发出了一批电磁场分析的商品软件，其中包括用以计算三维恒定电、磁场和涡流场及其后处理的功能，在实际工作中给设计工程师带来了很大的方便。利用计算电磁学的工具已能够进行电磁设备的有效设计，避免制造昂贵的样机，能够研究许多传统方法不能解决的问题，因而这一工具在电机工业领域得到了日益广泛的应用。
参考文献
[1]宋凌锋， 崔淑梅， 丁洛， 程树康. 电动车工况下最大效率控制的感应电动机损耗研究. 微特电机. 2001， （2）：3～6
[2]寇宝泉， 宋立伟， 程树康， 邱继娟. 电动车驱动用感应电动机的设计与控制特点. 微特电机. 2002， （1）：7～8
[3]雷银照. 关于电磁场数值分析的若干认识. 电工技术学报， 1997， 12（6）： 32～34
[4]陈世元. 交流电机磁场的有限元分析. 哈尔滨工业大学出版社. 1998， （1）：10
中图分类号:TN141.9 文献标识码:A
The Matrix LED Dynamic Backlight and Drive Circuit's Design
ZHENG Xiao-bin, YAO Jian-min, LIN Zhi-xian, XU Sheng, LI Yuan-kui, RUAN Kai-ming, GUO Tai-liang
(College of Physics and Information Engineering Fuzhou University, Fuzhou Fujian 350002, China)
Abstract: Because of its non-luminous, the liquid crystal needs backlight. At present majority use the Cold Cathode Fluorescent Lamp(CCFL) as backlight. But the brightness is not easy to be controlled and response slow and so on disadvantages of CCFL, it results the energy wasted and motion blur of the liquid crystal display. This study introduced a structure of direct dynamic backlights based on LEDs, in which the light emission of every LED was restricted to a smaller area on the diffuser film and every LED was only responsible to illuminate one part of LCD. Designed the drive circuit of dynamic backlight, the LED backlight achieves the corresponding brightness by the analysis to the demonstration picture to obtain the parts of different best brightness and using the way of dynamic controlling the brightness. Using Matlab software simulation LED backlight, results show that the dynamic backlight can effectively reduce power consumption and improve image contrast.
Keywords:backlight; LED; dynamic; reduce the power consumption; drive circuit
引 言
液晶显示(liquid crystal display,LCD)已在众多领域迅速取代了传统阴极射线管(cathode ray tube, CRT) 显示技术[1],使LCD显示器成为了家电市场的主导产品。由于液晶本身不发光,需要通过背光照明,因此目前大多数产品采用阴极射线荧光灯(CCFL)作为背光源。但因CCFL的亮度不容易控制,而液晶电视是采用调节LCD的控制电压,改变液晶的透过率来实现对LCD总体亮度的控制,这种方式在很多情况下造成了背光模组的光能和电能的浪费。另一方面,随着世界各国对环保的重视以及RoHS法规的实施,近年来LCD厂商正积极地寻求冷阴极荧光灯的替代方案。
过去数年,LED已得到广泛应用,其中成长最快的应用领域是LCD的背光应用。且数年间LED已在小尺寸显示屏的背光应用领域得到普及,已取代了CCFL,而在中大尺寸的应用中,LED取代CCFL也正成为趋势[2]。LED背光已开始迈入需要更高性能和更长工作时间的中大尺寸显示屏背光的应用中。采用以色彩还原好、省电、寿命长为优点的LED背光源,是高端液晶电视的趋势。文中所做项目攻克了背光源模块过厚、传统LCD背光散热量大、工作时间过长和高温下亮度和色彩易漂移的技术难题,使其色域范围超过 110% NTSC[3]。
1 点阵式LED动态背光源
LED(light emitting diode)即发光二极管,是一种能够将电能转化为可见光的固态半导体器件,它可以直接把电转化为光。同时LED是一种电流型器件,即它的工作状态是以通过它的电流为标准的,其工作电流在20mA左右,管压降在1.8～4V。一般在20mA工作电流时,LED能发挥最大的光电效率,超过这一电流值,虽然其亮度还能增加,但二极管的功耗和发热激增,寿命会大大缩短。为了将LED的工作电流控制在20mA,过去大都采用串联电阻的方法――限流电阻法,而现在一般采用集成电路恒流源。
点阵式LED背光,就是LED均匀地分布在整个背光面上,各个LED所照射出的光均匀地投射在整个背光膜上。点阵式LED如图1所示。我们知道,单独控制液晶的每一个像素点的点亮是难以实现的,但是可以通过尽量细分对液晶的照明区域,使单个LED 只负责为液晶的部分区域提供背光照明,这样就可以最大程度地提高LCD的显示质量。
采用亮度动态控制的方式可以很方便地通过调节LCD背光源电源电压或输入电流的大小,从而改变LCD的发光强度,可使电视在LCD较低能耗条件下工作。亮度动态控制就是通过对显示的画面进行分析,得到不同区域的最佳亮度的同时控制LCD背光达到相应的亮度。采用动态背光源能有效地改善目前LCD所存在的两大问题:动态模糊(motion blur)和对比度低。
整体背光的亮度随着影像内容个别进行亮度调变,动态背光模块驱动模式所展现的并不是恒定亮度均匀光源,而是提供一个类似影像内容调变的动态的背光源,此模式可有效解决暗室漏光问题,大幅提升影像动态对比度[4]。由于主动式动态背光模块驱动模式所展现的并不是恒定亮度均匀光源,而是提供一个类似影像内的主动式动态背光源,因此功耗大小随不同影像内容有所差异。因此动态LED背光模块的平均功耗将会比传统 CCFL 背光模块低,达到省电节能的功效,同时也可有效降低 LED 热源的产生,解决一般 LED 背光源模块所面临的问题。因此,可使LED将不再需要额外的风扇及特殊散热结构,即可有效降低整体材料及制造加工成本,同时由于 LED 低功耗将可进一步提高LED产品寿命与可靠度。同时借由动态驱动电路设计,可进一步提升影像的画面质量,消除普通液晶显示在显示快速移动物体时出现的拖影现象。
2 驱动电路设计
LED动态背光原理框图如图2所示。视频源信号是由计算机DVI显卡接口输出的分辨率为1024×768、刷新率为60Hz的视频信号。视频接收单元的解码芯片采用Silicon Image公司的SiI161芯片,其解码输出24bits的RGB像素数据。控制模块的作用是由FPGA接收、缓存及处理数据,并驱动VGA转换电路和LED背光源驱动电路。数据缓存采用数据乒乓存储机制,将RGB三色数据存储在数据缓存单元中的两部分SRAM中。FPGA将处理后的数据送到VGA转换电路模块,驱动LCD显示屏。同时,FPGA通过对灰度数据的采样与计算,传递给LED背光源驱动电路所需要的数据和控制信号。LED背光源的驱动电路主要包括集成灰度调制电路和行后级放大单元电路。
2.1 集成灰度调制电路
LED灰度级显示的方法目前有很多,包括幅值法、空间法、时分法,其中较为常见的是PWM法(脉宽调制法),也叫占空比法。这种方法是在扫描脉冲对应时间内,从数据脉宽中划出的一个灰度调制脉冲[5]。数据脉冲的宽度可以划分为多个等级,不同的宽度等级代表不同的灰度信息,从而可以使被选通的像素实现不同的灰度等级。PWM方式根据数据大小的不同,在一个周期内输出灰度调制脉冲的占空比将产生相应的变化。以8位数据为例,如图3所示,输出的脉宽信号与数值大小成比例关系。当数据最大时(脉冲1,11111111),脉冲高电平占满整个周期,达到全占空比;当数据为最大数据的一半时(脉冲2,10000000),则脉冲高电平占整个周期的一半,以次类推,当数据为0时,则整个周期内脉冲为低电平。这种灰度调制方法可以很容易地通过数字电路控制将灰度数据信息携带在列信号脉冲上,是平板显示器中常用的灰度实现方案,尤其是电流型器件,如LED、OLED、FED的驱动电路中均有采用[6]。
本系统集成灰度调制采用PWM灰度调制芯片BHL2000。BHL2000专用集成电路芯片是由北京北方华虹微系统有限公司开发的具有自主知识产权的超大规模集成电路,广泛应用在LED大屏幕和其它类型的显示屏系统上。它采用双端口SRAM技术,解决了其它芯片数据传输会占用可贵的显示时间的突出问题,保证了图像的亮度和灰度[7]。BHL2000采用PWM调制方式,主要由译码器、比较器、SRAM、计数器等部分构成,其内部结构框图如图4所示。
BHL2000芯片内部采用双端口SRAM技术,数据的写入和读出操作分别由不同的时钟和地址控制,因此数据的写入和读出互不影响。在写入时钟WR驱动下,数据从DIN0~DIN7输入,在内部移位寄存器中串行移位16次后,由级联口SHIFT0~ SHIFT7移出。行、场控制信号HS、YS则确定数据在存储器中的存储位置,最多可以存8×16×32个字节。输出行、场控制信号HCLK、CLR确定取数位置,在读出时钟CLK控制下进行灰度调制,输出脉宽信号O0~O15。BHL2000的16路漏级输出接上拉电阻可产生最大80mA的驱动电流[8],同时串有8路级联信号到下一个芯片。本系统中为了点亮一个48×32的LED点阵,需要三片BHL2000级联。
2.2 行后级驱动单元
行后级驱动单元实现的是行扫描功能。利用FPGA送给行后级驱动单元的32路行信号可实现对LED背光的逐行扫描和隔行扫描。
本系统采用48×32点阵LED作为背光源,因此每显示一行需要的电流是比较大的,假如每颗高亮度LED灯的额定电流是25mA,则驱动一行所需要的电流是25×48=1.2A,一般的驱动放大芯片无法满足要求。因此,需要采用有较大驱动能力的MOS管,在本系统中使用的是STM4953。STM4953是双P沟道增强型场效应管,输出电流可达4.5A,完全可以满足系统的要求。
其内部有两个CMOS管,1、3脚为VCC,2、4脚为控制脚,2脚控制7、8脚的输出,4脚控制5、6脚的输出,只有当2、4脚为“0”时,7、8、5、6脚才会输出,否则输出为高阻状态。
3 系统仿真
本系统采用FPGA对整个系统控制。FPGA控制模块是整个系统的时序产生控制电路部分,它通过产生相应的控制信号,分别对数据缓存及处理单元、集成灰度调制驱动单元、行后级集成驱动单元进行控制。FPGA控制电路产生SRAM的控制信号和相应的地址信号来实现对数据缓存单元的控制,同时 FPGA控制电路对集成灰度调制驱动单元的控制,是通过产生BHL2000的灰度调制控制信号来实现。而 FPGA控制电路对行后级集成驱动单元的控制,是通过产生1/32的行脉冲信号并送到STM4953来实现。图5是 FPGA产生的控制信号的总体流程图。
根据系统输入、输出信号的要求,本设计采用Cyclone公司的EP1C6 为目标芯片,以quartus为开发工具,Verilog语言为开发语言,进行FPGA设计。本设计对集成灰度调制和行后级采用模块化设计,如图6所示。BHL2000模块的功能是送给BHL2000芯片所需的控制信号wr、hs、vs、hclk、clk、clr及8位串行灰度信号。row模块的功能是向行选驱动模块提供32位并行的行信号 row[31..0]。
4 实验结果
为了验证点阵式动态背光源的效果,本设计采用Matlab进行模拟图像所需的背光源,试验中选用了2幅1024×768像素的8bit灰度图像。如图7所示为仿真试验结果图。测试图像自左至右依次为测试图1、测试图2;图(a)为原始图像;图(b)为LED背光仿真图;图(c)为基于LED影像背光的试验结果图。
由试验结果可以看到,当原始图像的像素灰度数值越小时(如测试图2与测试图1比较时),背光亮度可降低的幅度越大,因此能更有效地降低背光源的功耗;仿真结果图像(c)与原始测试图像(a)相比,整体亮度会有所降低,不影响图像的显示质量,但基于动态背光源所显示的图像比恒定的背光源能更有效地降低功耗,另外图像的对比度也有一定的提高。
5 结 论
本文提出了一种基于点阵式LED的动态背光源结构,将单个LED发出的光投射区域限制在散光膜的单一区域,即每个LED只负责液晶部分区域的背光照明。并设计了动态背光源的驱动电路,通过对显示的画面进行分析,采用亮度动态控制的方式可以得到不同区域的最佳亮度,同时驱动LED背光达到相应的亮度。本文利用Matlab软件仿真LED背光源,结果表明采用动态背光源能有效地降低功耗,提高图像对比度。
参考文献
[1] 刘佳尧,钱可元,韩彦军,罗毅.基于LED的直下式动态LCD背光源[J ]. 液晶与显示,2008,4(23):448-452.
[2] Folkerts W. LED backlighting concepts with high flux LEDs[J]. SID Symposium Digest, 2004, 35 (1):1226-1229.
[3] 梁 萌,王国宏,范曼宁等. LCD-TV用直下式LED背光源的光学设计[J ]. 液晶与显示,2007,22 (1):42-46.
[4] Seyno Sluyterman. 动态扫描背光使LCD电视呈现活力[J]. 现代显示,2006,63:18-21.
[5] 文冠果,何刚跃,何 剑,赵 琮.采用PWM和FRC混合算法实现256K彩色LCD驱动芯片的灰度调制[J]. 液晶与显示,2005,(1):72-77.
[6] Kasahara M, Ishikawa M, Morita T, et al. New Drive System for PDP with Improve Image Quality: Plasma AI.SID′99.
