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1.1超声波收发电路由于检测装置工作于井下，井口只为其提供了一路＋24V直流电源，各单元电路的工作电源需要依靠DC／DC变换电路获得。控制系统和信号处理系统使用的＋5V和±12V电源由LM2596－5．0承担，其主路输出＋5V／2A电源供单片机等数字系统使用，将其储能电感改用5026－47μH环形功率电感，并在其上增加两个辅助绕组，经整流、滤波和LM78（79）L12三端稳压IC后产生±12V／0．1A直流电源供信号处理系统使用；超声波发射采用了高压脉冲激励方式，＋200～300V激励电压由＋24V供电电压经简单的Boost升压电路获得，利用单片机送来的1ms周期、5μs脉宽脉冲信号控制MOSFET开关管实现对超声波发射探头的激励，储能电感选用TDK－NL565050T－822J－PF（8．2mH）贴片电感，NMOS开关管选用2N60即可。超声波激励及电源变换电路如图2所示。经实测，激励脉冲会在接收探头中产生一个较大的谐振频率为5MHz、大约5个周期的串扰信号，为此，接收电路设计了一个对发射激励脉冲延迟6μs、持续30μs的使能控制信号，控制接收放大处理电路仅在使能信号有效期间实现回波信号的放大和输出，使之能够在钢管内壁和外壁反射的一次、二次回波信号到来之前有效地消除激励脉冲串扰的影响，使能控制信号时序关系见图3。检测装置中用于时间差测量的TDC－GP2的典型应用是作为超声波流量计、激光测距仪的时间间隔测量、频率和相位信号分析等高精度测试领域。在这些应用中输入信号一般都较强，经简单处理后即可作为TDC－GP2的START、STOP控制信号使用，而该检测装置的超声波回波信号尤其是多次反射回波信号非常微弱且杂波较大（实测回波信号大约在mV数量级），必须经高增益宽带放大器放大和滤波、检波、整形处理后才能胜任。宽带放大器由AD604承担，可获得6～54dB的增益并可由VGN端电压连续控制，可较好地满足超声波回波信号高速高增益放大的要求［2］。考虑到仅需将回波信号放大处理后形成STOP控制脉冲即可，故电路仅利用可调电阻对2．5V基准电压（由TL431产生）分压获得的VGN电压进行增益设定，但设计电路亦有预留接口可用于接受经单片机和DAC输出的AGC控制电压，实现增益的闭环控制。AD604前级放大电路如图4所示。带通滤波器选用由MAX4104构成，设计中心频率为5MHz，带宽约为1MHz；钳位和检波由AD8036完成，具有卓越的钳位性能和精度高、恢复时间短、非线性范围小、频带宽的特点；检波输出信号的整形处理由MAX9141负责，这是一款具有锁存使能和器件关断功能的高速比较器，具有高速、低功耗、高抗共模能力和满摆幅输入特性等，回波信号经其整形处理后可获得理想的脉冲前沿，并便于与TTL逻辑电平接口，还可以方便地实现回波信号输出的使能控制。信号调理电路如图5所示。
1.2时间差测量电路回波信号时差测量选用了德国ACAM公司的高精度时间间隔测量芯片TDC－GP2。TDC－GP2采用44脚TQFP封装，内含TDC测量单元、16位算术逻辑单元、RLC测量单元及与8位处理器的接口单元和温度补偿单元等主要功能模块，利用内部ALU单元计算出时间间隔，并送入结果寄存器保存。TDC－GP2基于内部的硬件电路测量“传输延时”，以信号通过内部门电路的传输延迟来实现高精度时间间隔测量，测量分辨率可达pS数量级，可以很好满足项目测量的要求。单片机在给超声波传感器提供发射激励脉冲的同时给TDC－GP2提供START信号指令使之开始计时工作，超声波接收头接收到的反射回波信号经放大、处理后作为STOP指令信号，由TDC－GP2完成两次反射波时间间隔的测量。由前述可知，STOP与START信号的时间差大约在6～40μS之间，时差测量分辨率约为0．07μs，为此，设定TDC－GP2工作于“测量模式2”，在该模式下芯片仅使用通道1，可允许4个脉冲输入，实现STOP1与START信号之间的时间差测量，测量范围在60ns～200ms，然后，由TDC－GP2计算出各回波信号间的时间差Δt＝tB－tS＝tn－tn－1。测量原理如下：在输入START信号指令后，芯片内部测量出该信号前沿与下一时钟上升沿的时差，标记为Fc1；之后，计数器开始工作，得到predivider的工作周期数，并标记为Cc；这时，重新激活芯片内部测量单元，测量出输入的STOP1信号的第一个脉冲（一次反射回波）前沿与下一时钟上升沿的时差，标记为Fc2，将STOP1信号的第二个脉冲（二次反射回波）前沿与下一时钟上升沿的时差标记为Fc3，……；Cal1和Cal2分别表示一个和两个时钟周期。
1.3单片机接口电路实现系统控制和数据处理的单片机选择余地较大，项目结合TI公司中国大学计划选用了美国德州仪器公司生产的MSP43016位单片机，具有16位总线、带FLASH的微处理器和功耗低、可靠性高、抗强电干扰性能好、适应工业级运行环境的特点，很适合于作现场测试设备的控制和数据处理使用［4］。TDC－GP2其与单片机的通信方式为四线串行通信（SPI），利用MSP430的4个P2．x和P4．2I／O口实现GP2的选通、中断和开始、结束使能以及复位等控制功能。MSP430除用来对GP2控制和数据处理外，还可以留出一些资源实现设备其他电路和动作机构的控制使用。单片机接口电路原理和程序流程分别如图8和图9所示。
2守时电路设计分析
在本研究中借助GPS体系作为基本授时体系，因此需要在系统中置入GPS接收机。GPS接收机的功能主要体现于两方面，首先它可以对精确时间进行有效输出，另外得到相关的时间质量信息，同时可获取标准时间信号。通常情况下将GPS位置精度设置为10m，将时间精度设定为1us，而速度精度则设定为0.1m/s，更新频率为1HZ。另外热开机时间可设定为1s，暖开机时间为38s，冷开机时间为42s。工作电压按照实际要求进行匹配。
在系统中加入晶振（MV180），该晶振标准频率为10MHZ，稳定性低于1*10^-10，工作电压为12V，外部工作电压为0至5V，参考电压为5V，工作温度范围为-10至60℃，稳定性为±2*10^-10，老化率为±3*10^-8/y，预热时间精度低于±1*10^-8（25℃以下），预热阶段峰值电流消耗应低于700mA，静态电流消耗应低于250mA（25℃以下）。另外置入特定芯片使守时电路工作得到进一步优化，芯片选取DAC7512，该芯片电压需求较低且功耗较小，通常情况下采取施密特触发输入，可对缓冲电压进行数模转换并可对寄存器写操作进行有效控制。
芯片本身可对数据进行放大并进行缓冲，这样便可保证信号输出的质量，使其能够完整输出。由于该芯片可将输出端断开并断开缓冲放大器，将固定电阻接入其中使精度输出放大器可采取轨对轨的模式进行输出，利用串行接口使得作为通信接口连接，在工作过程中其时钟速率可达30MHz。为了使守时电路工作完善化可在整个守时系统中置入FPGA器件。植入该集成电路芯片可使得系统的灵活性大大增强，由于FPGA具备了高度集成化的特点，规模大、体积小，具有较低的功耗，且处理迅速，可进行反复编程，因此将其置入系统当中可有效控制系统功耗并降低系统应用成本。另外FPGA具备了逻辑单元与嵌入式储存器、乘法器以及高速手法器等，可提供多种协议保证其适用范围。在FPGA实际应用过程中开发软件先将硬件描述语言及原理图输入其中，再编译为数据流，并通过随机储存来确认设计电路的逻辑关系。当出现断电情况后随机储存将会消失，此时FPGA也就变成了白片，那么可结合随机储存器中的差异来得到不同的设计电路逻辑关系从而得到可编程特性。
恒温电路设计的研究主要用于电力采集产品上，对电力采集产品来讲，安装在PT侧，需要耐受100℃的温度变化，却要求万分之五的精度。除需要从理论上进行最终的计算和分析外，还要考虑各种因素。如其中重要的一个因素高精度器件的温漂，器件稳定性、可靠性受温度变化的影响，是电子器件不可回避的问题。对于电力采集产品中高精度的AD采集模块，温漂的问题更为严重，要保证AD采集模块精度在允许的范围内，恒温电路的设计是很重要的。基于对电力采集产品应用环境的考虑，将高精度的AD采集模块放置在恒温盒中，同时配合加热电阻来稳定恒温盒温度的方法，来保证环境在－20℃～+75℃变化时，恒温盒内的温度变化在±1℃，使电力产品在万分之五的精度范围以内稳定工作。器件主要由分压电阻、热敏电阻、加热电阻、运放、三极管等组成，从设计上看电路设计简单、稳定性好。选择的运放是低价、高性能、低噪声的双运算放大器ne5532，热敏电阻选择低价，对温度反应灵敏的电阻。根据电路，为了保证恒温盒内的器件工作最佳状态，首先确定恒温盒内要保持的恒定温度，通过测试和计算，恒温盒的温度恒定在75℃为最佳，AD采集模块可以稳定的工作，电力产品可以达到万分之五的精度。当温度降低时，通过分压电阻电路、负反馈电路、恒流源控制电路，加热电阻电路使温度稳定在75℃。
1．2电路具体设计
具体分析如:当温度低于75℃时，由于热敏电阻(MF1是负温度系数的热敏电阻)的阻值变大，V0≠V1，V1＞V0，根据深度负反馈电路虚短、虚断的特点，R18上有电流，在经过负反馈电路放大，后级运算放大U2B同向输入端和反向输入端形成压差，输出电压放大，三级管基极电压大于发射极电压，三级管导通，有电流流过加热电阻，加热电阻加热，再通过三极管、运算放大U2B、电阻等组成的恒流控制源电路控制流过加热电阻电流，使恒温盒温度保持在75℃左右。在设计过程中，要理论计算配合仿真软件。下面是SaberSketch软件仿真结果，根据热敏电阻负温度系数特性，在仿真过程中给热敏电阻设定不同的参数值，从而达到模拟温度升高和温度降低环境的目的。
2应用
电力采集产品安装在PT侧，需要耐受100℃的温度变化，还要求精度在±0．05%以内。AD转换模块是电力采集产品的重要模块，对温度的变化更加敏感，AD转换模块采用ADS8329IRSARG4芯片，其采样精度16位，零位漂移0．4×10－6/℃，增益漂移0．75×10－6/℃，这款芯片具有高精度和高采样率的优点，但对温度变化敏感。AD转换模块在电路设计和器件选择上，尽量保证采样电压的精度并最大程度减小温漂。但还是要考虑温度在－25℃～+75℃变化时，AD模块精度漂移。温漂造成的输出变化必须通过恒温或者温度补偿来去除。由于温度补偿电路需要在芯片设计之初加入，而且无法做到完全补偿，因此，要得到稳定的输出，则必须稳定系统的工作温度，所以AD转换模块放在恒温盒里，在通过恒温控制电路保证温度的恒定。
3测试
恒温设计电路主要保证D采样模块所处的环境温度变化在±1℃，电力采集产品是三相电压，通过三路选通信号对模拟开关74LVC1G3157的控制使得三项交流(A、B、C)模拟信号能够经过滤波后进入到AD转换芯片中，实现模拟到数字的转换，在通过电力还原产品还原成模拟信号。如果环境温度在－25℃～+75℃变化时，电力采集产品和还原产品通过压降仪测试读出的三相电压的差值的幅值在0%～0．06%，相位在0('''')～3('''')之间变化，说明恒温硬件电路设计合理。
本设计采用从闪存引导的方式加载DSP的程序文件,闪存具有很高的性价比,体积小,功耗低。由于本系统中的闪
存既要存储DSP程序,又要保存对应于不同的伽玛值的查找表数据以及部分预设的显示数据,故选择ST公司的容量较大的M29W641DL,既能保存程序代码,又能保存必要的数据信息。
图2为DSP与闪存的接口电路。因为采用8位闪存引导方式,所以ADSP-21160地址线应使用A20-A0,数据线为D39—32,读、写和片选信号分别接到闪存相应引脚上。
系统功能及实现
本设计采用ADSP-21160完成伽玛校正、时基校正、时钟发生2S、图像优化和控制信号的产生等功能。
1伽玛校正原理
在LCD中,驱动IC/LSI的DAC图像数据信号线性变化,而液晶的电光特性是非线性,所以要调节对液晶所加的外加电压,使其满足液晶显示亮度的线性,即伽玛(Y)校正。Y校正是一个实现图像能够尽可能真实地反映原物体或原图像视觉信息的重要过程。利用查找表来补偿液晶电光特性的Y校正方法能使液晶显示系统具有理想的传输函数。未校正时液晶显示系统的输入输出曲线呈S形。伽玛表的作用就是通过对ADC进来的信号进行反S形的非线性变换,最终使液晶显示系统的输入输出曲线满足实际要求。
LCD的Y校正图形如图3所示,左图是LCD的电光特性曲线图,右图是LCD亮度特性曲线和电压的模数转换图。
2伽玛校正的实现
本文采用较科学的Y校正处理技术,对数字三基信号分别进行数字Y校正(也可以对模拟三基信号分别进行Y校正)。在完成v校正的同时,并不损失灰度层次,使全彩色显示屏图像更鲜艳,更逼真,更清晰。
某单色光Y调整过程如图4所示,其他二色与此相同。以单色光v调整为例:ADSP-21160首先根据外部提供的一组控制信号,进行第一次查表,得到Y调整系数(Y值)。然后根据该Y值和输入的显示数据进行第二次查表,得到经校正后的显示数据。第一次查表的Y值是通过外部的控制信号输入到控制模块进行第一次查表得到的。8位显示数据信号可查表数字0～255种灰度级显示数据(Y校正后)。
3图像优化
为了提高图像质量,ADSP-21160内部还设计了图像效果优化及特技模块,许多在模拟处理中无法进行的工作可以在数字处理中进行,例如,二维数字滤波、轮廓校正,细节补偿频率微调、准确的彩色矩阵(线性矩阵电路),黑斑校正、g校正、孔阑校正、增益调整、黑电平控制及杂散光补偿、对比度调节等,这些处理都提高了图像质量。
数字特技是对视频信号本身进行尺寸、位置变化和亮,色信号变化的数字化处理,它能使图像变成各种形状,在屏幕上任意放缩,旋转等,这些是模拟特技无法实现的。还可以设计滤波器来滤除一些干扰信号和噪声信号等,使图像的清晰度更高,更好地再现原始图像。所有的信号和数据都是存储在DSP内部,由它内部产生的时钟模块和控制模块实现的。
4时基校正及系统控制
由于ADSP-21160内部各个模块的功能和处理时间不同,各模块之间存在一定延时,故需要进行数字时基校正,使存储器最终输出的数据能严格对齐,而不会出现信息的重叠或不连续。数字时基校正主要用于校正视频信号中的行,场同步信号的时基误差。首先,将被校正的信号以它的时基信号为基准写入存储器,然后,以TFT-LCD的时基信号为基准读出,即可得到时基误差较小的视频信号。同时它还附加了其他功能,可以对视频信号的色度、亮度、饱和度进行调节,同时对行、场相位、负载波相位进行调节,并具有时钟台标的功能。
控制模块主要负责控制时序驱动逻辑电路以管理和操作各功能模块,如显示数据存储器的管理和操作,负责将显示数据和指令参数传输到位,负责将参数寄存器的内容转换成相应的显示功能逻辑。内部的信号发生器产生控制信号及地址,根据水平和垂直显示及消隐计数器的值产生控制信号。此外,它还可以接收外部控制信号,以实现人机交互,从而使该电路的功能更加强大,更加灵活。此外,ADSP21160的内部还设计了I2C总线控制模块,模拟FC总线的工作,为外部的具有I2C接口的器件提供SCLK(串行时钟信号)和SDA(双向串行数据信号)。模拟I2C工作状态如图5和图6所示。
系统软件实现
在软件设计如图7所示,采用Matlab软件计算出校正值,并以查找表的文件形式存储,供时序的调用。系统上电
2电路板设计
错误的布局布线不仅不会发挥保护电路的保护作用，还有可能引入其他干扰。TVS二极管应该尽量靠近I/O端口，接近干扰源，在干扰进入电路之前就滤除掉，避免干扰耦合到邻近的电路上。另外，PCB布线时应尽量采用短而粗的线，减小干扰对地通路上的阻抗。图2为不好的布局布线情况，图3为良好的布局布线情况。
3接口保护效果
保护电路增加前后，全自动引线键合机上的RS422接口在持续电子打火环境下的通信情况如图4所示。由图可以看出，没有保护电路时，在电子打火瞬间，正常通信线路上会产生接近10V的冲击电压，完全超出了接口可接受的-7~+7V共模电压范围，影响正常通信，严重时足以烧坏接口。在相同条件下，增加保护电路后，通信情况如图5所示。由图5可以看出，电子打火瞬间电路上的电压完全在-7~+7V范围内，正常通信不受影响，达到了保护电路的设计目的。
2）考虑到开通期间内部MOSFET产生Mill－er效应，要用大电流驱动源对栅极的输入电容进行快速充放电，以保证驱动信号有足够陡峭的上升、下降沿，加快开关速度，从而使IGBT的开关损耗尽量小。
3）选择合适的栅极串联电阻（一般为10Ω左右）和合适的栅射并联电阻（一般为数百欧姆），以保证动态驱动效果和防静电效果。根据以上要求，可设计出如图1所示的半桥LC串联谐振充电电源的IGBT驱动电路原理图。考虑到多数芯片难以承受20V及以上的电源电压，所以驱动电源Vo采用18V。二极管V79将其拆分为＋12．9V和－5．1V，前者是维持IGBT导通的电压，后者用于IGBT关断的负电压保护。光耦TLP350将PWM弱电信号传输给驱动电路且实现了电气隔离，而驱动器TC4422A可为IGBT模块提供较高开关频率下的动态大电流开关信号，其输出端口串联的电容C65可以进一步加快开关速度。应注意一个IGBT模块有两个相同单管，所以实际需要两路不共地的18V稳压电源；另外IGBT栅射极之间的510Ω并联电阻应该直接焊装在其管脚上（未在图中画出），而且最好在管脚上并联焊装一个1N4733和1N4744（反向串联）稳压二极管，以保护IGBT的栅极。
2实验结果及分析
在变换器的LC输出端接入两个2W／200Ω的电阻进行静态测试。实验中使用的仪器为：Agi－lent54833A型示波器，10073D低压探头。示波器置于AC档对输出电压纹波进行观测，波形如图5所示。由实验结果看，输出纹波可以基本保持在±10mV以内，满足设计要求。此后对反激变换器电路板与IGBT模块驱动电路板进行对接联调。观察了IGBT栅极的驱动信号波形。由实验结果看，IGBT在开通时驱动电压接近13V，而在其关断时间内电压接近5V。这主要是电路中的光耦和大电流驱动器本身内部的晶体管对驱动电压有所消耗（即管压降）造成的，故不可能完全达到18V供电电源的水平。
RF2514各引脚的排列如图1所示。各引脚的功能如下：
引脚1，9（GND1，3）：模拟地。为获得最佳的性能，应使用较短的印制板导线直接连接到接地板。
引脚2（PD）：低功耗模式控制端。当PD为低电平时，所有电路关断。当PD为高电平时，所有电路导通工作。
引脚3（TXOUT）：发射器输出端。输出为晶体管集电极开路（OC）方式，但需要一个提供偏压（或匹配）的上拉电感和一个匹配电容。
引脚4（VCC1）：TX缓冲放大器电源端口。
引脚5（MODIN）：AM模拟或者数字调制输入。信号通过该脚输入可以把调幅信号或者数字调制信号加到载波上，而通过该脚外的一个电阻则可对输出放大器进行偏置。该脚的电压不能超过1．1V，过高的电压可能会烧坏芯片。
引脚6（VCC2）：压控振荡器、分频器、晶体振荡器、鉴相器和充电泵电源。该端与地间应连接一个中频旁路电容。
引脚7（GND2）：数字锁相环接地端。
引脚8（VREFP）：偏置电压基准端，用于为分频器和鉴相器提供旁路。
引脚10，11（RESNTR－，RESNTR＋）：该脚可用来为压控振荡器（VCO）提供直流电压，同时也可以对压控振荡器的中心频率进行调节。10脚与11脚之间应连一电感。
引脚12（LOOPFLT）：充电泵的输出端。该脚与地之间的RC回路可用来控制锁相环的带宽。
图2
引脚13（LDFLT）：用来设定锁定检测电路的阈值。
引脚14（DIVCTRL）：分频控制端。该脚为高电平时，选中64分频器，反之，选中32分频器。
引脚15（OSCB）：设计时可将该脚直接连接到基准振荡器晶体管的基极，由于该基准振荡器的结构是Colpitts的改进型，因此应在15脚和16脚之间连接一个68pF的电容。
引脚16（OSCE）：设计时将该脚直接连接到基准振荡器晶体管的发射极，同时在该脚与地之间还应连接一个33pF的电容器。
图3
2RF2514的内部结构
1.2控制电路与模数转换电路设计选用C8051F410单片机对整个系统进行控制，C8051F410具有与8051兼容的高速CIP-51内核，与MCS-51指令完全兼容。C8051F410资源丰富，具有24个I/O引脚，同时还具有时钟振荡器等功能模块。ADS1274是TI公司生产的24位无失码高性能模数转换器，具有最高144kSPS数据采样速率，功耗低，在52kSPS（高精度模式）采样速率下，单通道功耗仅为31mW，工作温度范围广，最低温度-40°C最高温度+125°C，非常适合应用于条件苛刻的工业控制领域。该芯片模拟前端具有4个单端输入通道,模拟部分采用5V供电，内核为3.3V或者1.8V供电。模拟输入电压为———0.3V~6V。采用THS4521作为AD转换器的驱动器，THS4521极低功耗轨至轨输出全差动放大器，带宽高达145MHz，数据转换速率高达490V/μs，直流开环增益为119dB，宽范围供电电压：+2.5V~+5.5V，单通道电流仅为1.14mA。C8051F410与ADS1274通过标准SPI接口进行通信，设计采用3线制的主、从方式。C8051F410控制ADS1274，C8051F410通过SCLK时钟管脚提供并控制ADS1274提供SPI的时钟信号。单片机的MOSI引脚与ADS1274的DIN引脚相连，向ADS1274发送数据，实现配置寄存器，设置工作模式等功能。C8051F410的MISO引脚与ADS1274的DOUT相连，接收AD转换的数据。ADS1274的RDY引脚与单片机的P0.3引脚相连，当ADS1274完成模数转换以后，RDY引脚有高电平变为低电平，通知单片机模数转换完成，准备读取数据。
1.3恒流电源电路LM2904系列运算放大器是TI公司生产的低功耗双运算放大器。ADXRS646型MEMS陀螺仪需要的供电电压为6V，由LM2904构成的放大电路可以产生两路稳定的6V电压，输出抖动小于5mV，输出电流可以达到40mA，满足MEMS陀螺仪的供电要求。由LM2904构成的基本电压放大电路。放大电路的输入电压5V，电压的放大倍数为1.2倍，由此可以得出两路输出A和B均为6V。
2软件设计
数据采集装置上电后首先对C8051F410进行初始化设置，通过配置寄存器，设置SPI通信模式、内部振荡器的工作频率以及看门狗的监测时间。然后对ADS1274进行AD采样率、工作模式和通信模式等模块的初始化。选择ADS1274的差分模拟输入通道AIN1、AIN2、AIN3进行数据采集，模拟电压输入范围为0~5V，数据寄存器配置为24位。向ADS1274发送开始转换命令，单片机开始计时，计时时间未结束，传输采集的数据；计时时间到，继续开始AD转换。采集后的角速率数据经过单片机简单处理后，由RS232串口输出。
2硬件电路设计
2.1动力电池电压信号检测电路设计
动力电池组是由众多单体电池串联而成。本设计中，选取12个单体电池串联而成的动力电池组，相应的就有12个电压模拟量信号。图2所示为电压采集电路设计。动力电池组中，各个动力电池串联而成。在地参考点的作用下，各个电池正负极对地参考电压近似比例增大，为实现输出的是电池电压，最有效的实现途径是借助由运算放大器“虚短”与“虚断”原理构成的减法电路。图2中，由双运放运算放大器LM358构建2级网络：第1级即为由R1~R4组建的差分放大电路形成减法电路，第2级构成电压跟随器，起到缓冲及隔离的作用。LM358使用单5V电源供电。
2.2动力电池双向电流检测电路设计
电池组在充放电过程中，由于只有一个充放电通道，理论上而言电流检测通道只有一个。根据电路理论电流在其参考方向下存在正负之分，因此必须单独设计充电电流、放电电流各自的检测信号。图3所示为集成的双向电流检测硬件电路设计。从电路中可以看出，该电路的设计非常类似于电气中的互锁电路。从采样电阻中采集的电阻两端电压在电阻分压网络下，产生不同的电压。结合运放的差分放大功能，分别引入LM358运算放大器的2组不同的运放输入端，由于引入同相输入端和反相输入端的电压不同，使得2组运放各自工作在线性工作区与非线性工作区中。当电池组中有任意方向的电流时，均会产生一组运放工作在线性放大区域产生对应的模拟电压信号同时另外一组运放工作在非线性区域而作为电子开关输出供电电源的参考地电压。在实际的电动汽车中，通常选用100AH的动力电池组为电动汽车提供动力源，这样，采样电阻的选择就有了依据。本设计中，选用0.05R/2W的采样电阻多个并联成0.01R的功率电阻作为充放电电流检测元件。
2.3动力电池组温度检测电路设计
温度检测保证电池组工作在可靠温度范围内而不引起电池故障，是电池管理系统中必不可少的有效组成部分。温度检测传感器选用PT100系列温度传感器。最新制造工艺出产的PT100体积小，精度高，比较适合应用在电池管理系统温度检测单元中。本设计中，选用三线式桥式测温电路，其最大优点在于将地线单独引出，参考电阻网络的地线电阻可以与PT100的地线电阻匹配，减小电阻差异带来的偏差问题，提高温度测量精度。其设计原理同电压采集电路基本相同。
3调试数据与分析
设计完毕后，对该套电池管理系统的硬件电路进行了制版调试。在解决了焊接遗留的硬件问题后，通过MCU的监测获取了大量数据。调试过程中某一时刻点的状态量。从测试数据可以看出，无论是电压、电流、还是温度，其相对误差都控制在1%以内，特别是电压检测数据，精度更是达到了3‰，这样的误差在电池管理系统误差允许范围之内，达到了电池管理系统数据采集前端模块硬件电路设计的目的。
（2）指向角的影响。指向角是影响测量分辨率的一个重要因素，它与工作波长，传感器半径的关系为：指向角θ越小，分辨率越高，但要求传感器半径r越大，制造越难。
（3）温度的影响。超音波的测量距离s=Vt/2，其中t由系统单片机计时，精度很高，但超音波在空气传播的速度V会受到温度、湿度、粉尘、气流等很多因素的影响，通过实验比较分析发现：温度对超音波的传播速度影响最严重，可见温度引起的测量误差十分大，不可忽视，必须采取措施来改善，正因为如此本文设计了基于AD590在超声波测距仪的温度补偿电路，改善了温度引起的测量误差，保证了测量仪的测量精度。
2AD590的特性及应用
本设计中采用美国生产的AD590的感温器，利用了它输出电流与绝对温度成比例的特性，而且精度很高（仅为±0.3℃），它的高阻抗特性保证了它受负载的影响很小，同时AD590可以通过CMOS多路切换实现多路复用。AD590适用温度范围广（-55℃～150℃），工作电压范围也广（4～30V），它是一个低成本单片集成两端感温恒流源，应用中不要再附加线性处理电路，放大电路等其它支持电路，总之基于AD590线性好，精度高，价格低等突出特性我们选择了它。AD590的引脚及使用方法：AD590有3个的引脚，一般只用两个（+-两引脚）第三个引脚一般接外壳起到屏蔽作用来。在下面AD590的使用连接图中，AD590的输出电压值与温度的关系分析。
3温度补偿电路设计
基于此我们设计的温度补偿电路：电路基本设计思路：为了保证I的线性度好，在检测电压时不能分流，因此使用电压跟随器其输出电压V2等于输入电压V，即AD590的输出电压。考虑到电路中电抗对电源的影响，电源会带有杂波，从而影响AD590的输出电压，因此使用齐纳稳压二极管取得一个相对稳定的电压，通过可变电阻分压取出一个稳定的参考电压2.73V。我们把来自AD590的输出电压与稳定的参考电压2.73V分别通过差动放大器的+-端输入，差动放大器输出Vo为（100K/10K）×（V2-V1）=T/10，假设环境温度为摄氏20℃，输出电压就为2V，就得到一个随温度变化而线性变化的电压。输出电压接AD转换器，那么AD转换输出的数字量就和摄氏温度成线形比例关系。系统温度采集流程为：初始化数据操作读温度输出，基本流程如下温度采集子程序。在计算距离时进行了温度的补偿设计。
4实验结果
如果系统没有采用温度补偿措施，测量的结果误差很大，如果采用了本设计的温度补偿电路，则测量的结果误差大大的减少，完全达到实际测量的精度要求。
行波管栅极电容100pF，分布电容300pF，考虑冗余设计，总电容取500pF，切换时间t取值0.5s，则瞬时充电电流i为：因此，选择耐压大于2000V，电流大于1.5A的MOSFET即可满足要求，并且应尽量选择结电容小的。
综合考虑，选用IXYS公司的IXBT2N250作为开关管，单管的VCES为2500V、IC25为5A、Coes为8.7pF、tr为180ns、tf为182ns。BiMOSFET管驱动门限电压高，适宜于强干扰环境中应用，这有利于提高栅控电路的可靠性。
2保护电路
一个稳定可靠的栅控电路对行波管来说很重要，因为整个系统的稳定度和频谱特性都直接与其性能有关，为保证本栅控电路稳定可靠工作，主要采取以下措施：图1中的R1、R2、R5起限流作用。为防止开关管过流，充放电回路的电阻取值要保证其充、放电流小于开关管的最大额定电流IC，即R≥U/IC＝1.5kV/5A=300，考虑MOS管温升等因素，总限流电阻取500。回路中存在一定的分布电感，在开关管关断时会产生感应电压叠加到开关管上，造成开关管承受过高的电压。在开关管两端并联TVS进行钳位，以防开关管过压而损坏。
