时间：2023-03-22 17:45:03
序论：速发表网结合其深厚的文秘经验，特别为您筛选了11篇滤波器设计论文范文。如果您需要更多原创资料，欢迎随时与我们的客服老师联系，希望您能从中汲取灵感和知识！
引言：
在电力系统微机保护和二次控制中，很多信号的处理与分析都是基于对正弦基波和某些整次谐波的分析，而系统电压电流信号（尤其是故障瞬变过程）中混有各种复杂成分，所以滤波器一直是电力系统二次装置的关键部件【1】。目前微机保护和二次信号处理软件主要采用数字滤波器。传统的数字滤波器设计使用繁琐的公式计算，改变参数后需要重新计算，在设计滤波器尤其是高阶滤波器时工作量很大。利用MATLAB信号处理工具箱（SignalProcessingToolbox）可以快速有效的实现数字滤波器的设计与仿真。
1数字滤波器及传统设计方法
数字滤波器可以理解为是一个计算程序或算法，将代表输入信号的数字时间序列转化为代表输出信号的数字时间序列，并在转化过程中，使信号按预定的形式变化。数字滤波器有多种分类，根据数字滤波器冲激响应的时域特征，可将数字滤波器分为两种，即无限长冲激响应（IIR）滤波器和有限长冲激响应（FIR）滤波器。
IIR数字滤波器具有无限宽的冲激响应，与模拟滤波器相匹配。所以IIR滤波器的设计可以采取在模拟滤波器设计的基础上进一步变换的方法。FIR数字滤波器的单位脉冲响应是有限长序列。它的设计问题实质上是确定能满足所要求的转移序列或脉冲响应的常数问题，设计方法主要有窗函数法、频率采样法和等波纹最佳逼近法等。
在对滤波器实际设计时，整个过程的运算量是很大的。例如利用窗函数法【2】设计M阶FIR低通滤波器时，首先要根据（1）式计算出理想低通滤波器的单位冲激响应序列，然后根据（2）式计算出M个滤波器系数。当滤波器阶数比较高时，计算量比较大，设计过程中改变参数或滤波器类型时都要重新计算。
设计完成后对已设计的滤波器的频率响应要进行校核，要得到幅频相频响应特性，运算量也是很大的。我们平时所要设计的数字滤波器，阶数和类型并不一定是完全给定的，很多时候都是要根据设计要求和滤波效果不断的调整，以达到设计的最优化。在这种情况下，滤波器的设计就要进行大量复杂的运算，单纯的靠公式计算和编制简单的程序很难在短时间内完成设计。利用MATLAB强大的计算功能进行计算机辅助设计，可以快速有效的设计数字滤波器，大大的简化了计算量，直观简便。
2数字滤波器的MATLAB设计
2.1FDATool界面设计
2.1.1FDATool的介绍
FDATool（FilterDesign&AnalysisTool）是MATLAB信号处理工具箱里专用的滤波器设计分析工具，MATLAB6.0以上的版本还专门增加了滤波器设计工具箱（FilterDesignToolbox）。FDATool可以设计几乎所有的基本的常规滤波器，包括FIR和IIR的各种设计方法。它操作简单，方便灵活。
FDATool界面总共分两大部分，一部分是DesignFilter，在界面的下半部，用来设置滤波器的设计参数，另一部分则是特性区，在界面的上半部分，用来显示滤波器的各种特性。DesignFilter部分主要分为：
FilterType（滤波器类型）选项，包括Lowpass（低通）、Highpass（高通）、Bandpass（带通）、Bandstop（带阻）和特殊的FIR滤波器。
DesignMethod（设计方法）选项，包括IIR滤波器的Butterworth（巴特沃思）法、ChebyshevTypeI（切比雪夫I型）法、ChebyshevTypeII（切比雪夫II型）法、Elliptic（椭圆滤波器）法和FIR滤波器的Equiripple法、Least-Squares（最小乘方）法、Window（窗函数）法。
FilterOrder（滤波器阶数）选项，定义滤波器的阶数，包括SpecifyOrder（指定阶数）和MinimumOrder（最小阶数）。在SpecifyOrder中填入所要设计的滤波器的阶数（N阶滤波器，SpecifyOrder＝N-1），如果选择MinimumOrder则MATLAB根据所选择的滤波器类型自动使用最小阶数。
FrenquencySpecifications选项，可以详细定义频带的各参数，包括采样频率Fs和频带的截止频率。它的具体选项由FilterType选项和DesignMethod选项决定，例如Bandpass（带通）滤波器需要定义Fstop1（下阻带截止频率）、Fpass1（通带下限截止频率）、Fpass2（通带上限截止频率）、Fstop2（上阻带截止频率），而Lowpass（低通）滤波器只需要定义Fstop1、Fpass1。采用窗函数设计滤波器时，由于过渡带是由窗函数的类型和阶数所决定的，所以只需要定义通带截止频率，而不必定义阻带参数。
MagnitudeSpecifications选项，可以定义幅值衰减的情况。例如设计带通滤波器时，可以定义Wstop1（频率Fstop1处的幅值衰减）、Wpass（通带范围内的幅值衰减）、Wstop2（频率Fstop2处的幅值衰减）。当采用窗函数设计时，通带截止频率处的幅值衰减固定为6db，所以不必定义。
WindowSpecifications选项，当选取采用窗函数设计时，该选项可定义，它包含了各种窗函数。
2.1.2带通滤波器设计实例
本文将以一个FIR滤波器的设计为例来说明如何使用MATLAB设计数字滤波器：在小电流接地系统中注入83.3Hz的正弦信号，对其进行跟踪分析，要求设计一带通数字滤波器，滤除工频及整次谐波，以便在非常复杂的信号中分离出该注入信号。参数要求：96阶FIR数字滤波器，采样频率1000Hz，采用Hamming窗函数设计。
本例中，首先在FilterType中选择Bandpass（带通滤波器）；在DesignMethod选项中选择FIRWindow（FIR滤波器窗函数法），接着在WindowSpecifications选项中选取Hamming；指定FilterOrder项中的SpecifyOrder＝95；由于采用窗函数法设计，只要给出通带下限截止频率Fc1和通带上限截止频率Fc2，选取Fc1＝70Hz，Fc2＝84Hz。设置完以后点击DesignFilter即可得到所设计的FIR滤波器。通过菜单选项Analysis可以在特性区看到所设计滤波器的幅频响应、相频响应、零极点配置和滤波器系数等各种特性。设计完成后将结果保存为1.fda文件。
在设计过程中，可以对比滤波器幅频相频特性和设计要求，随时调整参数和滤波器类型，
以便得到最佳效果。其它类型的FIR滤波器和IIR滤波器也都可以使用FDATool来设计。
Fig.1MagnitudeResponseandPhaseResponseofthefilter
2.2程序设计法
在MATLAB中，对各种滤波器的设计都有相应的计算振幅响应的函数【3】，可以用来做滤波器的程序设计。
上例的带通滤波器可以用程序设计：
c=95;％定义滤波器阶数96阶
w1=2*pi*fc1/fs;
w2=2*pi*fc2/fs;%参数转换，将模拟滤波器的技术指标转换为数字滤波器的技术指标
window=hamming(c+1);%使用hamming窗函数
h=fir1(c,[w1/piw2/pi],window);％使用标准响应的加窗设计函数fir1
freqz(h,1,512);％数字滤波器频率响应
在MATLAB环境下运行该程序即可得到滤波器幅频相频响应曲线和滤波器系数h。篇幅所限，这里不再将源程序详细列出。
3Simulink仿真
本文通过调用Simulink中的功能模块构成数字滤波器的仿真框图，在仿真过程中，可以双击各功能模块，随时改变参数，获得不同状态下的仿真结果。例如构造以基波为主的原始信号，，通过Simulink环境下的DigitalFilterDesign（数字滤波器设计）模块导入2.1.2中FDATool所设计的滤波器文件1.fda。仿真图和滤波效果图如图2所示。
可以看到经过离散采样、数字滤波后分离出了83.3Hz的频率分量（scope1）。之所以选取上面的叠加信号作为原始信号，是由于在实际工作中是要对已经经过差分滤波的信号进一步做带通滤波，信号的各分量基本同一致，可以反映实际的情况。本例设计的滤波器已在实际工作中应用，取得了不错的效果。
4结论
利用MATLAB的强大运算功能，基于MATLAB信号处理工具箱（SignalProcessingToolbox）的数字滤波器设计法可以快速有效的设计由软件组成的常规数字滤波器，设计方便、快捷，极大的减轻了工作量。在设计过程中可以对比滤波器特性，随时更改参数，以达到滤波器设计的最优化。利用MATLAB设计数字滤波器在电力系统二次信号处理软件和微机保护中，有着广泛的应用前景。
参考文献
1．陈德树.计算机继电保护原理与技术【M】北京：水利电力出版社，1992.
2．蒋志凯.数字滤波与卡尔曼滤波【M】北京：中国科学技术出版社，1993
0.前言
随着电力电子装置的广泛应用,电网中的谐波污染也日益严重。另外,许多电力电子装置的功率因数很低,给电网带来额外负担并影响供电质量。可见消除谐波污染并提高功率因数,已成为电力电子技术中的一个重要的研究领域。解决电力电子装置的谐波污染和低功率因数问题的基本思路有两条: (1)装设补偿装置,以补偿其谐波和无功功率; (2)对电力电子装置本身进行改进,使其不产生谐波,且不消耗无功功率,或根据需要对其功率因数进行控制。
1.无功与谐波自动补偿装置的原理
1.1有源电力滤波器的原理
电力滤波器主要包括有源滤波器和无源滤波器,或两者的混合,即混合滤波器。
有源电力滤波器(APF)根据其与补偿对象连接的方式不同,分为并联型和串联型两种,而并联型滤波器在实际中应用较广。下面以并联型有源滤波器为例,介绍其工作原理。论文参考。HPF(High Pass Filter)是由无源元件RLC组成的高通滤波器,其主要作用是滤除逆变器高频开关动作和非线性负载所产生的高频分量;负载为谐波源,它产生谐波并消耗无功功率。有源电力滤波器主要由两部分组成,即指令电流运算电路和补偿电流发生电路(PWM信号发生电路、驱动电路和逆变主电路)。指令电流运算电路的作用是检测出被补偿对象中的谐波和无功电流分量,补偿电流发生电路的作用是根据指令电流发出补偿电流的指令信号,控制逆变主电路发出补偿电流。
作为主电路的PWM变流器,在产生补偿电流时,主要作为逆变器工作。为了维持直流侧电压基本恒定,需要从电网吸收有功电流,对直流侧电容充电时,此时作为整流器工作。它既可以工作在逆变状态,又可以工作在整流状态,而这两种状态无法严格区分。
有源滤波器的基本工作原理是:通过电压和电流传感器检测补偿对象(非线性负载)的电压和电流信号,然后经指令电流运算单元计算出补偿电流的指令信号,再经PWM控制信号单元将其转换为PWM指令,控制逆变器输出与负载中所产生的谐波或无功电流大小相等、相位相反的补偿电流,最终得到期望的电源电流。
1.2无功与谐波自动补偿装置的原理
为适应滤波器要求容量大这一特点,我们采用了有源电力滤波器与无源LC滤波器并联使用的方式。其基本思想是利用LC滤波器来分担有源电力滤波器的部分补偿任务。由于LC滤波器与有源电力滤波器相比,其优点在于结构简单、易实现且成本低,而有源电力滤波器的优点是补偿性能好。两者结合同时使用,既可克服有源电力滤波器成本高的缺点,又可使整个系统获得良好的滤波效果。
在这种方式中,LC滤波器包括多组单调谐滤波器和高通滤波器,承担了补偿大部分谐波和无功的任务,而有源滤波器的作用是改善滤波系统的整体性能,所需要的容量与单独使用方式相比可大幅度降低。
从理论上讲,凡使用LC滤波器均存在与电网阻抗发生谐振的可能,因此在有源电力滤波器与LC滤波器并联使用方式中,需对有源电力滤波器进行有效控制,以抑制无源滤波器与系统阻抗之间发生谐振。论文参考。
2.无功与谐波自动补偿装置控制系统设计
2.1系统技术指标
(1)适用电源电压等级: 220 V(AC) , 380V(AC)
(2)有源滤波器补偿容量: 50kVA(基波无功);150A(最大瞬时补偿电流)
(3)可以控制的无源补偿网络的功率等级: 500kVA。
(4)在无源补偿网络容量范围内,补偿后的电源电流:功率因数高于0. 9,总谐波畸变系数(THD) <5%,三相负载电流的不对称系数<3%。
(5)可适用的运行环境:室内;温度-20~
55℃;相对湿度<90%。
2.2有源滤波器控制系统的设计
双DSP芯片分别采用浮点芯片TMS320VC33和定点芯片TMS320LF2407,以下简称为VC33和F2407。对VC33来讲,其运算能力很强,主频最高为75MHz,但片内资源和对外I/O端口较少,逻辑处理能力也较弱,主要用于浮点计算和数据处理;而F2407正好相反,其片外接口资源丰富,I/O端口使用方便,但其精度和速度有一定限制。所以用于数据采集和过程控制。
中央控制器由F2407实现,主要用于①主电路电压、电流的采集;②四象限变流器的控制;③无源补偿控制指令的;④显示、按键控制;⑤与上位机的通讯。两个DSP芯片通过双端口RAM完成数据交换。通过这两个DSP芯片的互补结合,可充分发挥各自的优点,使控制系统达到最佳组合。各相无源补偿网络的控制及电流检测由各自的控制器完成。各控制器通过光电隔离的RS-485通讯总线与F2407相连。
3.结论
3.1提出了一种新的电力系统谐波与无功功率的综合动态补偿方式,对无功与谐波自动补偿装置主电路和控制系统工作原理进行了分析。
3.2由于电源系统的谐波对应于一个连续的频谱,投入有源滤波器可以大大改善滤波性能,并能抑制LC电路与电网之间的谐振。有源滤波器的控制系统采用了基于双DSP结构的全数字化控制平台。论文参考。
3.3在此项目的实践中,电力系统的功率因数提高到0.9以上,完全符合此项目合同的技术性能指标。同时使供电网的谐波得到了有效抑制。通过仪器检测5次、7次等谐波电流几乎为零值。
【参考文献】
[1]赵庆华,吴琦.无功补偿电容器容量计算及放电器的配置[J].安徽电力职工大学学报,2003,(03).
[2]刘凯峰,郑常宝.一种SVC试验装置的设计[J].安徽电子信息职业技术学院学报,2007,(06).
[3]杨孝志.几种无功补偿技术的分析和比较[J].安徽电力,2006,(02).
[4]柯勇,钱峰.有源电力滤波器谐波电流检测研究及仿真[J].安徽工程科技学院学报(自然科学版),2008,(02).
[5]张艳红,张兴,林闽,吕绍勤,张崇巍.与建筑相结合的光伏并网发电示范电站[J]中国建设动态.阳光能源,2005,(06).
[6]朱连成,王琳,宁春明,刁嫣妲.基于EXB841的IGBT驱动保护电路的设计[J].辽宁科技大学学报,2008,(01).
[7]彭伟.电力变压器差动保护误动的非故障原因分析[J].安徽水利水电职业技术学院学报,2002,(02).
[8]许娅.供电系统中谐波产生原因及限制措施[J].安徽水利水电职业技术学院学报,2003,(02).
[9]范木宏,成立,刘合祥.电荷泵锁相环的全数字DFT测试法[J].半导体技术, 2005,(04).
中图分类号:TP391文献标识码:A文章编号:1009-3044(2010)19-5381-02
继电保护装置是一种利用电磁感应原理而发展起来的电力系统保护装置,随着电子技术和网络通信技术的飞速发展,目前已经发展到微机型阶段,并且利用软件技术可以实现由软件技术驱动硬件而实现微机继电保护,这就是目前研究很热的技术――基于虚拟仪器技术的继电保护系统。利用虚拟仪器技术实现的微机继电保护装置,具有传统微机继电保护装置所不具备的优势,例如控制更加安全可靠等。
本论文主要将虚拟技术应用于微机保护实验系统,拟对基于虚拟仪器技术的微机保护系统进行开发,并从中找到可靠有效的微机保护实验方法与建议,并和广大同行分享。
1 微机继电保护概述
1.1 微机继电保护的基本构成
微机继电保护装置,其基本结构构成与普通的电力保护装置一样,也是有硬件和软件两大部分构成。硬件部分主要由数据采集系统、数据处理系统及逻辑判断控制模块等几个部分构成,主要由数据采集模块负责对电力系统的相关电参数实现检测与采集,并将数据传送至数据处理系统,数据经过运算之后,由逻辑判断控制模块调用软件控制程序,并发出相应的控制信号,驱动保护装置执行保护动作,从而实现电力继电保护的功能。
随着集成电子电路技术的发展,目前发展的微机型继电保护装置,其硬件系统主要由CPU(微处理器)主机系统、模拟量数据采集系统和开关量输入/输出系统三大部分组成,尽管结构构成已经发生一定变化,但其实实现继电保护的基本原理仍是一样的,由模拟量数据采集系统负责相关保护参数的采集,微机继电保护装置是以微处理器为核心,根据数据采集系统所采集到的电力系统的实时状态数据,按照给定算法来检测电力系统是否发生故障以及故障性质、范围等,并由此做出是否需要跳闸或报警等判断。
1.2 微机继电保护装置的特点
微机保护与常规保护相比具有以下优点:
1) 微机继电保护装置主要由微处理器为核心而构成的硬件系统,因此借助于现代功能强大的微处理器,微机型继电保护装置可以实现一定程度的智能化。
2) 相比于传统的机械式硬件实现的硬件保护装置,微机型继电保护装置能够依靠数据采集模块实现对相关参数的检测与采集,整个过程实现数字化流程,这就为继电保护装置的控制功能的稳定性、可靠性提供了技术条件;另一方面,依靠微处理器内部的软件程序,微机继电保护装置能够进行周期性自检,一旦发现自身硬件或者软件发生故障,能够立即实施报警,从而保障了继电保护装置功能的可靠性。
3) 传统的机械式硬件实现的硬件保护装置,其保护功能较为单一,仅仅是实现基本的保护功能,动作依靠一次性机械元件完成,一旦该部件发生故障,则整个继电保护装置无法工作;而微机型继电保护装置除了能够利用弱电驱动控制实现继电保护的功能外,还能够依靠数据采集系统对整个电力系统的相关电力参数都实施监测与采集,通过程序的分析,实现对电力系统整体性能的检测,保护功能大大丰富。
4) 传统的机械式硬件实现的硬件保护装置,其功能调试复杂,工作量大,而且极容易造成内部晶体管集成电路的失效,而现代微机继电保护装置,依靠内部的核心微处理器,能够开发专用的人机交互系统,利用人机交互系统实现继电保护装置的调试,简单易行,还可以自动对保护的功能进行快速检查。
5) 利用微机的智能特点,可以采用一些新原理,解决一些常规保护难以解决的问题。例如,采用模糊识别原理或波形对称原理识别判断励磁涌流,利用模糊识别原理判断振荡过程中的短路故障,采用自适应原理改善保护的性能等。
2 基于虚拟仪器的微机保护实验系统开发设计
2.1 总体结构设计
本论文探讨的是基于虚拟仪器技术的微机继电保护系统,因此首先面临选择合适的虚拟仪器开发平台的问题,这里选择基于G语言的LabView开发平台是目前国际最先进的虚拟仪器控制软件,集中了对数据的采集、分析、处理、表达,各种总线接口、VXI仪器、GPIB及串口仪器驱动程序的编制。基于虚拟仪器的微机继电保护装置系统,是利用虚拟仪器开发平台,构建虚拟的微机继电保护装置,实现完整的微机继电保护装置的全部功能,并对设计的虚拟继电保护装置进行评估和改进,从而完成微机继电保护系统设计的一种设计手段。
利用虚拟仪器技术进行微机继电保护系统的开发设计,从具体设计流程来说,主要从以下几个环节入手进行总体结构的设计:
根据微机继电保护系统的设计目标、设计功能,列出所需要的相关硬件,构建整体微机继电保护系统结构框架;另一方面,尽量采用模块化的开发设计模式,将微机继电保护系统按照不同的功能环节,设计各功能模块之间的结构关系。
如下图所示,是本论文所探讨的利用虚拟仪器平台所开发的微机继电保护系统结构原理图。这种方式既便于模块的单独调试,节省系统开发周期,又便于系统功能的改变,使系统具有更强的移植与升级功能。
如图1所示,基于虚拟仪器技术的微机保护系统结构主要由一次系统、转换模块、数据采集模块、保护测量模块及保护决策软件系统等几部分构成,一次系统主要负责面向电网系统模拟设置合适的传感器,将相关拟生成电网的二次侧电压、电流信号,信号经过转换、调理电路变换成符合要求的-5V～+5V模拟信号送数据采集模块,数据采集模块主要由DAQ数据采集卡构成,能够自动将模拟产生的模拟电压信号进行A/D转换,并进行初步的数据处理转换再传送给以虚拟微处理器为核心的保护决策模块,最终将生成的继电保护控制决策信号输出到保护策略模块,最终实现微机继电保护系统的功能。
2.2 数据采集模块的设计与实现
本文中微机实现的继电保护实验系统输入信号来源于继电保护测试仪,根据保护系统测试输入信号的特点,本论文采用数据采集卡来负责数据的采集与高速传输。
2.2.1 数据采集卡的选择
要实现基于虚拟仪器技术平台的微机继电保护系统,一次系统在完成相应电力系统电参数的传感检测之后,数据采集模块要能够按照微机继电保护系统的功能于设计要求实现相应数据的转换与采集,因此,数据采集卡的选择成为整个微机继电保护系统保护功能实现的关键。目前的数据采集卡,主要有12位或16位的DAQ数据采集卡,在具体决定选用12位还是16位的DAQ设备时,主要从采集精度和分辨率这两个指标考虑,可以由给定的系统精度指标衡量出DAQ卡需要的整体精度。
在本论文中,这里选取PCI-1716数据采集卡。PCI-1716是研华公司的一款功能强大的高分辨率多功能PCI数据采集卡,它带有一个250KS/s16位A/D转换器,1K用于A/D的采样FIFO缓冲器。PCI-1716可以提供16路单端模拟量输入或8路差分模拟量输入,也可以组合输入。它带有2个16位D/A输出通道,16路数字量输入/输出通道和1个10MHz16位计数器通道。PCI-1716系列能够为不同用户提供专门的功能。
2.2.2 虚拟数据采集程序的实现
在选择了数据采集卡硬件设备之后,需要借助于虚拟仪器平台为整个系统设计虚拟护具采集程序。在具体进行设计时,由系统内部虚拟程序产生数据采集卡锁需要的相应信号,具体来说就是CT、PT信号,因此,在具体编程时,首先将CT、PT信号传输至相应的滤波器,LabVIEW提供了各种典型的滤波器模块,根据需要可以设置成低通、高通、带通、带阻等类型的滤波器;其次,将经过数据滤波处理之后的数据进行输出。数据采集模块的程序如图2所示。
2.3 微机保护模块的设计与实现
既然在数据采集模块之后需要进行数据的滤波,尽管LabVIEW提供了各种典型的滤波器模块,但是仍然需要借助于虚拟滤波模块设计专用的滤波算法,而且在微机继电保护系统中,对电力系统的继电保护功能的实现,主要是由相应的滤波保护算法实现的,因此有必要为虚拟微机电力保护系统设计滤波保护算法程序。
本论文采用如下的设计方法对滤波保护算法进行设计:
1) 利用LabVIEW自带的滤波器进行数据的排序滤波。
2) 按照系统保护功能所需要的数据频带,设置相应的低通、高通、带通、带阻等灯滤波保护功能。按照上述方法,基于虚拟仪器平台的微机继电保护系统,其滤波器输入得到的数据序列,多数是传感器采集到的电参数,如电压和电流,而电压和电流数据是离散的数字量序列,其中包含了大量的谐波干扰信号,因此有必要进行滤波。在本论文中,采用了二级滤波保护算法,即分别进行前置滤波和后置滤波,实现对数据的二级滤波保护,从而提高整个微机继电保护系统的稳定性和可靠性。前置滤波模块如图3所示,后置滤波模块如图4所示。其中前置滤波模块提供了差分滤波器、积分滤波器、级联滤波器、半波和1/4周波傅立叶滤波器、半波和1/4周波沃尔氏滤波器,可以根据需要自行选择;后置滤波模块提供了平均值滤波器、中间值滤波器,也可以自由选择。
3 结束语
利用虚拟仪器技术进行微机继电保护装置系统的设计开发,能够很好的避免了实物硬件开发设计所带来的周期较长、调试较复杂以及成本较高等劣势,所有的开发设计任务全部在虚拟仪器平台上完成。本论文将虚拟仪器技术应用到了微机保护装置的设计,对于进一步提高微机继电保护装置的可靠性与稳定性具有优势,同时借助于虚拟仪器技术的开发,能够更好的实现电气继电保护功能的完善与提升。
参考文献:
[1] 李佑光,林东.电力系统继电保护原理及新技术[M].北京:科学出版社,2003.
[2] 王亮,赵文东.微机继电保护的现状及其发展趋势[J].科技情报开发与经济,2006,16(18):150-151.
【关键词】谐波；检测；混合型滤波器；有源滤波器；无源滤波器
1、前言：随着工业技术的发展，电力系统中非线性负荷大量增加，相应的各种非线性和时变性电子装置得以广泛应用，带来了配电网中电流和电压波形的严重失真，从而取代了传统的变压器等铁磁材料的非线性引起的谐波，成为最主要的谐波源，其负面效应是电能质量的下降，同时严重影响着供、用电设备的安全经济运行，使供电和用电企业造成了巨大的经济损失，应用现代技术对谐波进行经济、有效地补偿是目前急待解决的重要问题之一。消除谐波的方法是加装滤波装置，而有源电力滤波器由于具有高度可控性和快速响应性，能对频率和幅值都变化的谐波进行跟踪补偿，因而受到广泛的重视，成为目前国内外供电系统谐波抑制研究的热点，有源电力滤波器作为抑制电网谐波、补偿供电系统无功功率的新型电力电子装置得到快速发展，其中并联型有源电力滤波器的使用最为广泛。本课题通过开发应用大功率混合有源滤波器在大型铝型材厂的配电网谐波治理中的应用，动态的补偿无功和谐波抑制来提高电能质量。
2、本论文研究的主要内容：鉴于有源电力滤波器在电网谐波抑制中如此重要的地位，人们对有源电力滤波器的研究也越来越深入，新的研究方法和研究理论不断涌现。本论文针对配电网中谐波源的特征，构建了一种基于电压检测的混合型有源电力滤波器。该混合方案既可以使无源滤波器的滤波效果更为显著，又能极大地节省有源部分的容量。
3、谐波治理方法介绍：目前谐波治理的基本方法有以下三种：（1）减小非线性用电设备与电源间的电气距离。通过减少系统阻抗来提高供电电压等级。（2）隔离谐波。非线性用电设备产生的谐波，不仅直接影响到本级电网，而且经过变压器的传变影响到上级电网。如何把这些非线性用电设备产生的谐波不影响或少影响其他几级电网，这也是谐波治理的一个基本思路。这一思路在电网中广泛采用，发电机发出的电能经过Y/、Y0/、Y0/Y等接线组别的变压器，把发电机产生的三次等零序分量的谐波与上级电网隔离开来，因此在110kV以上高压电网上，三次谐波分量很小，几乎是零。35kV也有少量Y/Y0接线的直配变，因此在35kV系统中三次谐波分量会比高压电网大。（3）安装滤波器。目前对配电侧和用户侧谐波治理的方法，大多采用安装滤波器来减少谐波分量。滤波器分为有源滤波器和无源滤波器两大类。有源滤波器的基本工作原理是把电源侧的电流波型与正弦波相比较，差额部分由有源滤波器进行补偿，这是谐波治理的发展方向。现阶段由于功率电子元件容量做不大、电压做不高，而且成本很高，因此在现阶段不可能大量推广应用。无源滤波器是通过L、C串联或并联，使其在某次谐波产生谐振，当发生串联谐振时，使滤波器两端该次谐波的电压很小，几乎接近零，这类滤波器往往接在变压器的二次侧出口处，从而使变压器的一次侧该次谐波的分量也很小，达到对该次谐波治理的目的。
4、混合型电力滤波器的选择
混合型主要指电力有源滤波器与交流无源滤波器的各种组合， 根据混合的方式不同可分为串-并型混合和并-并型这两种混合型是基于经济上的考虑， 其目的是综合两种滤波器的优点， 让无源LC 滤波器承担基波无功和低次谐波的静态功率， APF 主要用来补偿基波无功和低此谐波的动态功率以及高次谐波，这样可大大降低APF 的容量， 从而降低了整套滤波装置的成本， 达到治理效果与经济的统一。
4.1连接方式
混合型电力滤波器视其中有源滤波器和无源滤波器的连接方式及其与电网的连接方式不同而具有多种拓扑方式。常见的主要有：有源电力滤波器和无源电力滤波器同时与电网并联方式、有源电力滤波器和无源电力滤波器串联后再与电网并联方式、有源电力滤波器与电网串联而无源电力滤波器与电网串联方式等。
4.2电路结构
第一种方式中有源电力滤波器与无源电力滤波器之间存在谐波通道，故影响了整体的滤波特性；第三种方式则适用于直流侧并联大电容时的负载；考虑到晶闸管直流调速系统属于直流侧串联大电感带反电动势的谐波源负载，故此处宜采用第二种方式，即有源电力滤波器与无缘电力滤波器串联后再与电网并联的方式。由此构成的混合型有源电力滤波器电路如图示。
4.3滤波原理
混合型有源电力滤波器的检测控制部分硬件主要由以下几部分组成：（1）电流电压采样电路；（2）带通滤波器；（3）过零比较中断发生部分；（4）DSP计算控制器。将由电流电压采样电路采集得到的信号输入带通滤波器以滤除检测电流电压时出现的噪声和畸变。带通滤波器的中心频率设置在50Hz，它是AF系统在公共连接点处存在电压扰动（畸变、开关纹波和频率漂移等）时仍能正常工作所必需的。带通滤波器的输出分为两路，一路经A/D转换后送入数字信号处理器DSP进行FFT分析，然后存储到一片公用的RAM中，再分析计算控制对象的谐波和无功情况并产生控制信号；另一路则送入过零比较中断发生电路，该电路用来每间隔60°产生一个中断信号。因此，在公共连接点电压的一个周期内将有六个间隔60°的一个脉冲序列从该电路输入到DSP系统作为中断信号。每来一个中断，公共连接点处的电压电流就被检测一次，这样就满足了控制系统实时性的要求。DSP（采用内含PWM产生电路的TMS320F2812）的输出控制TSF和APF的动作。
5、总结：混合型有源电力滤波器由无源滤波器和有源滤波器通过不同的连接方式构成。根据配电网谐波源特征，我们选择了适用的混合型电力滤波器拓扑方式，而针对其中的有源滤波器部分设计了基于电压检测的谐波电流获取方法，并由此构造了电路模型。经仿真实验分析，我们证明该方案具有优良的谐波抑制特性，该设计思路和方法是正确可行的。
参考文献
中图分类号：TN713.5 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2013）07-0151-01
本世纪以来，在欧美日等国，对于双频滤波器的研究与设计一直受到极大的重视，迄今已开发了多种形式的双频滤波器，发表了很多论文和研究报告。微波双频带通滤波器，可以同时工作在无线通信两个不同频带。这种滤波器是用一个双频单元来处理两个频带的信号。常用的设计方法主要有利用谐振腔结构的高频寄生通带，即把谐振腔的基模谐振频率和它的第一个杂散响应频率通过合理的耦合设计，分别形成双频带通滤波器的第一和第二通带。本文论述一种采用耦合谐振腔的双频带通滤波器的分析和设计方法。
1 耦合谐振腔双频带通滤波器原理
双频耦合带通滤波器的等效电路可以看成是两个单频段耦合带通滤波器的叠加，滤波器中的两个谐振频率由同一个谐振腔产生，因此谐振腔的个数可以减少一半。并且耦合谐振双频段滤波器的输入输出都只有一个谐振腔，因此设计需要在同一馈电点同时达到两个频段所要求的有载品质因数。滤波器中谐振腔之间的耦合也需要在同一位置同时满足两个频段的设计要求。
设计一个双频带通滤波器，首先要确定其通带频率以及带宽，然后求出谐振腔的各个参数，枝节长度，位置。谐振腔之间的距离可以通过带宽的需要来调节，在确定了谐振腔的尺寸之后，即要确定抽头的位置，用以实现频带所需的有载品质因数。
2 双频带通滤波器的设计
利用枝节加载的开环谐振腔，采用电耦合结构，设计了一个两腔的切比雪夫双频带通滤波器。该滤波器的两个通带中心频率为f1=3.0GHz，f2=5.3GHz，带内波纹0.01dB，3dB相对带宽分别为FBW1=10%和FBW2=8%。
该滤波器印制于介电常数为2.65，厚度为1mm的介质板上，其结构如图1所示。滤波器的电耦合系数随谐振腔的间距S变化的曲线通过软件Ansoft HFSS仿真得出，如图2所示。
取θ1=93°，θ2=93°，θs=30°（基于基本谐振模式f1=3GHz得出）即可以实现f2/f1=1.78的频率比，并通过仿真优化确定其相应参数的尺寸为La=10.5mm，L1=4.2mm，L2=1.6mm。
其中频率f1和f2处所得到的电耦合系数分别用k1和k2表示，k1和k2的大小表示着谐振腔间的耦合强弱，决定着两个工作频率的相对带宽的大小。由图2中曲线可知，在同一个间距S处，k1值大于k2值，也就是说，该滤波器的相对带宽FBW1将大于FBW2。但随着S的增加，两条曲线逐渐接近，k1与k2间的差值减小，相对带宽也趋于接近。
对于两级切比雪夫滤波器，谐振腔的耦合系数由带通滤波器的相°对带宽FBW，切比雪夫低通原型滤波器的元件值g1和g2，对应的频带n=1，2。通过计算得到滤波器的两个频带的电耦合系数分别为0.047和0.037，则取间距S=0.7mm。
在确定了谐振腔的尺寸之后，即要确定抽头的位置，用以实现频带所需的有载Qe。经过仿真优化，取馈点位置φ1=72°即可在两个频率处都实现良好的阻抗匹配，相应的结构参数Lf=9.1mm，Wf=0.9mm。最终仿真该滤波器所得到的S参数曲线如图3所示。由图3可知，两个3dB通带分别为2.8-3.2GHz和5.1-5.56GHz，带内最大插入损耗-0.02dB和-0.07dB具有良好的通带特性。
改变枝节的长度θs，高次模的谐振频率也随之相应改变，即第二个通带的中心频率f2将发生偏移。令θs分别为15°，30°和45°，进行仿真分析，所得到的S21曲线如图7所示。由图4可知，随着θs的变长，工作频率f2明显向低频处移动，而基模频率f1几乎保持不变，因此可以通过调节枝节的长度来改变频率比，改变频率f2的值。
由此可见，应用枝节加载谐振腔可以实现双频带通滤波器的设计，通过调节枝节的长度及位置可实现任意频率比。
3 结语
本文研究了双频耦合谐振带通滤波器的设计理论，得到了双频带通滤波器中滤波器参数与耦合系数及外部Q值之间的关系。对枝节加载开环谐振腔的特性进行了系统的研究，并利用这些理论和设计方法仿真设计了一个双频带通滤波器，分析了参数变化对其谐振频率的影响，两个3dB通带内最大插入损耗分别为-0.02dB和-0.07dB具有良好的通带特性。仿真优化结果验证了该方法设计双频带通滤波器的有效性，证明了这种方法在设计无线通信系统双频带通滤波器的可实用性。
参考文献
1.引言
本文通过建立自适应卡尔曼滤波子滤波器的联合滤波结构，采用模糊自适应算法实时检测各子滤波器量测噪声统计特性变化情况，跟踪真实值，计算子滤波器置信度。将得到的置信度与地理信息相关联存储到数字轨道地图中，列车运行时，调用该置信度对各子滤波器的输出加权，得到最终的全局输出。
2.列车组合定位信息融合平台
用GPS接收机、ODO（里程计）、IMU（惯性测量单元）与数字轨道地图构成组合定位系统。IMU作为主参考系统，分别与GPS、ODO构成子滤波器1和子滤波器2，子滤波器数学模型如下：
（1）
式中：Xk为k时刻的状态向量;为状态转移矩阵;i为第i个子滤波器;为第i个子滤波器的量测向量;为量测矩阵;为噪声矩阵;为噪声向量;为量测噪声向量;为对量测噪声的加权系数。
3.基于置信度加权的信息融合
3.1 自适应卡尔曼滤波器
假定系统噪声统计特性Q已知，量测噪声统计特性R未知，设计自适应卡尔曼滤波器：
（2）
其中，Sk为对量测噪声统计特性的调节系数。若b>1，表示放大Sk对的调节作用;若b<1，则表示缩小Sk对的调整作用;若b=0，意味着放弃Sk对的调整作用，此时上述滤波方法等同于常规卡尔曼滤波[1]。Sk的取值由模糊计算模块得到，模块的输入为残差实测方差与理论方差的比值。
将残差的理论方差定义为，则由文献[1]知：
（3）
将残差的实测方差定义为Cr：
（4）
定义残差实测方差与理论方差比值为qk：
（5）
3.2 考虑可信度的信息融合
本文用模糊隶属度函数设定子滤波器置信度函数，由式（5）的值判断子滤波器IMU/GPS、IMU/ODO的可信度。记子滤波器IMU/GPS可信度为P（F1），残差比为q（1），子滤波器IMU/ODO可信度为P（F2），残差比为q（2）：
（6）
根据子滤波器IMU/GPS、IMU/ODO可信度函数，得出子滤波器实时可信权值W1r、W2r：
（7）
当前位置两个子滤波器的可信权值为W1p、W2p，则最终置信权值：
（8）
子滤波器的信息分配系数：
（9）
k时刻信息融合结果为：
（10）
4.仿真计算
使用标准联合卡尔曼滤波信息融合方法和本文提出的环境信息置信度加权的信息融合方法进行仿真计算，误差曲线如图1所示。
图1 东向定位误差
由图1可知，在2000s到4000s以及5000s到6000s之间GPS和里程计量测噪声分别发生明显变化，置信度加权方法通过改变子滤波器IMU/GPS、IMU/ODO的信息分配系数，弱化量测误差大的传感器，传感器置信度加权融合方法明显优于标准联合卡尔曼滤波。而在4000s到5000s之间，由于GPS和里程计量测噪声都发生明显变化，两个子滤波器IMU/GPS、IMU/ODO的置信度同时降低，通过传感器置信度加权融合方法并不能明显改善误差。
5.结论
中图分类号：TN713.5 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2014）29-0026-01
超宽带滤波器位于超宽带系统的射频前端，它既可用来限定大功率发射机在规定的频带内辐射，反过来又可用来防止接收机受到工作频带以外的干扰，因此，超宽带微波滤波器是超宽带系统中的一个关键无源部件，它性能的好坏对于系统的整体性能有着重大的影响。
1、 超宽带带通滤波器的理论
超宽带带通滤波器的根本功能是实现选频和抑制干扰的功能，即抑制不需要的频段信号，使需要的频段信号顺利通过，在无线系统前端中占有重要的位置。微波滤波器有很多种分类方法，例如按方式分类（反射式、吸收式等）；按结构分类（如同轴线、微带线等）；按作用分类（带通、带阻等）等等。通常我们会按照其作用方式将滤波器分为：低通、高通、带通和带阻滤波器。
在微波和毫米波系统中，构成滤波器、振荡器以及天线等的重要元件是谐振器，它最常采用的结构是均匀特性阻抗结构（Uniform-Impedance resonator， UIR）。由于其结构简单，并易于设计而被广泛应用，UIR 型传统滤波器的设计方法已相当完善。然而在实际的设计中，这样的谐振器存在不少缺陷，例如由于结构简单而设计参数有限，无法方便调节各个谐振模式。而阶梯阻抗谐振器（Stepped-impedance resonator， SIR），将有效解决 UIR 所存在的不足，其重要特性是该谐振器的前几个谐振模式可以通过改变阻抗比来调节，因此 SIR 作为一种基本谐振器单元，非常适合运用于多频、宽带滤波器设计中。同时在近年来，很多学者对支节线加载谐振器（Stub-loaded resonator， SLR）进行了大量扩展性的研究，发现 SLR 对谐振模式的控制具有一些独特的特性而被广泛运用在滤波器设计中。由于超宽带带通滤波器设计中，通带范围只有一个谐振模式的滤波器很难覆盖如此宽的带宽，这就需要谐振器工作于多个模式，通过模式之间的耦合来实现宽带特性。因此为了设计出满足 FCC 超宽带通信系统要求的高性能小型化滤波器，利用 SIR，SLR 等多模谐振器结构设计超宽带滤波器的方法相继被提出。
2、 国内外超宽带带通滤波的研究现状
超宽带频段的开放，极大地促进了超宽带系统和超宽带器件的研制。作为超宽带系统的关键器件之一，超宽带带通滤波器的研究也深受各界的关注，得到了快速的发展。为了适应微波集成电路小型轻便化的要求，超宽带滤波器不仅要求性能好，而且要体积小、结构紧凑。
超宽带滤波器首先是由 Satio A.等人在 2003年提出，该滤波器是基于一种对高频信号有较大衰减的特殊材料设计而成。但其缺点是插损较大，达到6dB，远不能满足现在超宽带系统的要求。而后，在2004年Ishida H.等提出了一种微带双模环形谐振器结构的超宽带滤波器，实现滤波器的相对带宽为 83%，其带内特性较好，但是带外抑制效果并不理想。在近年来，随着超宽带技术的快速发展，国内外针对超宽带滤波器这一研究热点进行了广泛的研究，提出了一些新的超宽带滤波器的设计方法以满足高性能、小型化的设计要求。
3、 超宽带带通滤波器的设计研究
3.1 宽阻带 UWB 带通滤波器设计
近几年，专家学者提出了多种结构的超宽带带通滤波器，这些滤波器具有结构简单、通带内性能较好的优点。但其缺点是阻带较窄，抑制高次谐波的性能不够突出。因此，在实现宽通带滤波器的同时，如何实现宽阻带的特性，从而有效抑制谐波，提高 UWB 系统性能，成为当前的研究热点。
单个叉指谐振器上阻带较窄，不能抑制高次谐波。S-DGS和 S-SISS 结构具有带阻特性，因此将叉指谐振器和 S-DGS、S-SISS 结合，设计了一种新型的超宽带带通滤波器，该滤波器的作频带在 3.1-10.8 GHz，带内插损小于 1 dB，阻带高达 18 GHz，抑制电平在 15 dB 以上。因此，在叉指谐振器中加入 S-DGS 和 S-SISS 单元以后，滤波器具有良好的通带特性以及较宽的阻带。除了陷波频段外，所设计的滤波器通带内的群时延小于 0.5 ns，具有平坦的时延特性。可以避免 UWB 信号通过滤波器产生的失真。但该滤波器也存在不足，过渡带不够陡峭，还有待于改善。
3.2 多陷波 UWB 带通滤波器设计
随着移动通信技术的迅速发展，多种通信系统并存，应用越来越普遍的无线技术，各种频率信号的产生，主要是 WLAN 和卫星通信系统等信号对 UWB 系统的影响对滤波器的频率选择特性提出了新的更高的要求，如何抑制消除特定频率信号的干扰，成为新的研究方向。
单陷波滤波器模型是采用并联四分之一波长短路支节来形成基本的带通滤波器，将并联支节折叠以减少尺寸；折叠的 SIR 单元在与主传输线耦合时，等效为并联的串联 LC 谐振电路，因此在谐振频率点会将电流引向地，从而形成陷波。双陷波滤波器模型是将叉指谐振器单元进行改进，引入开路支节，调节开路支节的尺寸，可以在期望的频点得到陷波；在微带线上刻出螺旋缝隙，调节缝隙的尺寸，同样可以引入陷波。两种滤波器的尺寸都较小，通带性能优越，并在指定频段内有效地抑制了干扰信号。但是这两种滤波器的阻带比较窄，频率选择性能不够突出，还有待进一步提高。
3.3 折叠耦合臂UWB 带通滤波器设计
折叠耦合臂UWB 带通滤波器用哑铃型支节多模谐振器结构可以在形成宽通带的同时，兼具宽阻带，具有更好的频率选择性；输入输出两端采用叉指耦合结构，达到紧耦合。折叠的部分相当于一个并联的串联 LC 谐振电路，在谐振频率点处，该电路具有扼流作用，即在谐振频率点产生陷波。
折叠耦合臂 UWB 带通滤波器的设计中间采用哑铃型支节多模谐振器结构，同时具有宽通带和宽阻带；两端采用折叠耦合臂结构，在紧耦合的同时实现陷波。折叠臂与输入/输出端口距离 WS的改变对带内插损几乎没有影响，但对回波损耗的指标有较小的影响。兼顾加工工艺的难易程度和滤波器性能，选择 WS=0.5 mm 为最佳距离。由上面分析，折叠耦合臂的长度 WH决定了陷波中心频率。固定 WS为 0.5 mm，改变 WH的值，仿真带内插损的频率特性，WH由 3.0 mm 逐渐增加到 3.8 mm，陷波的中心频率逐渐向低频移动。当 WH=3.4 mm，实现了 5.8 GHz的陷波。
将叉指谐振器的一个耦合臂折叠，引入陷波特性，再结合哑铃型支节多模谐振器滤波器结构，设计出来的滤波器模型既有陷波又有宽阻带特性。叉指耦合器单元结合 S-DGS 和 S-SISS 是具有宽阻带的带通滤波器，在主传输线上耦合折叠的 SIR 单元引入陷波。但是滤波器的带内带外特性有所下降，且实测结果和软件仿真存在差异，滤波器的整体性能还有待进一步提高。
结语
综合研究分析，在超宽带带通滤波器的设计中将宽通带、宽阻带、陷波巧妙的结合起来，设计出结构更紧凑，尺寸更小巧的滤波器，更加契合无线通信系统的发展需要，也是 UWB 滤波器的发展趋势。
参考文献
中图分类号： TN911?34； TP212.9 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2015）08?0136?03
Study on a new method of frequency measurement based on SAW sensor
MA Hui?cheng
（Science and Technology Department， Xi’an Innovation College， Yan’an University， Xi’an 710100， China）
Abstract： The shortcomings of the traditional frequency measuring methods are discussed in this paper. A new method of frequency measurement based on SAW sensor and a measuring circuit are designed. The frequency is preselected by SAW band?pass filter. The signal which is higher than intermediate frequency is measured by the method of frequency measurement and period measurement for others. The hardware circuit is composed of high speed digital devices. The system has high accuracy and is worth to spread.
Keywords： frequency measurement； SAW； sensor； intermediate frequency
传统的频率测量是利用频率计数电路[1]，在规定的时间内对频率信号进行计数，这个规定的时间就是闸门时间，闸门时间是由双稳态电路提供的。测得的频率数值[fx]，是在闸门时间[Tg]内对脉冲的计数值[Nx]与闸门时间[Tg]的比值，即[fx=NxTg]。当频率计正常运转时，被计数的信号脉冲首先通过闸门然后输入计数器，一般状况下，闸门的打开与闭合与计数脉冲在端口输入的时间是不同的。因此在相同的闸门时间里，频率计数器对相同的脉冲信号计数时，最终的显示值是不一样的，即有可能产生[±1]个脉冲误差值[2]。[Nx]会产生误差，[Tg]也会产生误差，这些误差的叠加就构成了实际的测频误差。利用晶振来产生基准时间信号[Tg]，方法是晶振的输出信号[fb]通过[n]级10分频电路，即[Tg=10n×1fb]。所以，[fx=Nx/Tg=Nx×][fb10n]。最终测频法的相对误差[dfxfx]为：
[dfxfx=dNxNx+dfbfb] （1）
[δf=δN+δ0] （2）
式中：[δN=dNxNx=±1Nx]是示值的相对误差，也叫量化误差；[δf=dfxfx]是被测频率信号的相对误差；[δ0=df0f0]是晶体振荡器的频率准确度，可以用来表示频率信号的稳定程度。
由式（2）可得，，被测频率的相对误差由两方面内容构成。即系统石英晶体振荡器的频率稳定度和量化误差组成。量化误差与两个因素相关：被测信号的频率值得上下限和双稳态电路的输出闸门时间。在某一频率[fx]的值不变的情况下，闸门时间[Tg]越大，误差值越小，闸门时间[Tg]越短，误差值越大。如果取闸门时间[Tg]为某一定值时，测量值[fx]越大，误差越小，测量值[fx]越小，误差就越大。在检测过程中就会出现频率值较低的信号测量精度较低，频率值较高的信号测量值较高的情况。系统的测频结果与频率信号的高低有直接关系。为了避免出现以上的情况，本文设计了一种利用表面声波器件的新式测频法。
1 新型测频法原理
外界的物理量可以影响声表面波（Surface Acoustic Wave，SAW）[3]传感器输出频率的数值。表面声波传感器的固有频率达到了百兆Hz量级，这个频率太高，因此很难被频率计精准测量，只有通过成比例的降低频率才能精准测量。本文的被测量是表面声波传感器在进行了差动结构的改进之后输出的频率。这个频率在经过混频电路之后就处于0～1 MHz之间。这个频率范围是可以精准测量的。为了在频率的两端都有较高的测量精度和较低的测量误差，本文设计了利用表面声波带通滤波器的新式频率测量方法。带通滤波器对于通过的信号有较强的选择能力，只有信号的频率在通频带内的信号才能无失真的通过。在此可以按照频率的高低来设计两个声表面带通滤波器，设计方式主要是在插指换能器的密度上按事先计算的结果来排成不同的密度，声波在谐振腔内的振动频率由于换能器的密度不同而不同。这样最终输出的频率就根据插指的密度不同而不同，整个系统只要2个带通滤波器就可以了。将来如果想要实现精度更高的系统，可以考虑多个带通滤波器的情况，这样带通滤波器的设计难度会增加。
频率信号的测量方式有两类，高频段可以测频以及低频段可以测周期。至于何时测频以及何时测周期则要看测量仪器的中界频率 的窄脉冲，以此脉冲触发双稳态电路1，从双稳态电路的输出端即得到所需要的宽度为基准时间的值可以推算出外界加速度的大小。同理，当[f1
2 分频、计数以及显示模块的设计
被测信号的频率介于0～1 MHz，相对数字电路器件来说信号的频率稍高。电路各个元器件都有传输延迟的现象，高频信号在测量中就会产生一些误差，这些误差体现在计数环节，译码环节及数码显示环节上。利用D触发器具有分频的特性，在正式测量前对信号进行降频，这样可以得到一个频率相对较低的信号。这样的信号在后续的测量过程中不会带有太大的误差。
图2是后续电路，包括显示、分频和计数3个环节。频率降低的原理是通过D触发器对输入被测信号首先进行两分频，这样可以得到输入信号频率一半的被测信号。电路的结构是把D触发器的端口[Q]与D触发器的置位端口D直接连接从而构成两分频电路。触发器输出端的输出信号再送到10进制计数器74LS192D的UP端口，这个信号的频率很高达到了1 MHz，所以必须用6个数码管来显示被测结果。低位计数器的C0端口和高一位的UP端口连接，这样就可以显示6位10进制数字。电路图里J1的功能是对数码管进行清零操作，以保证测量开始时数码管都显示0。整体电路如图2所示。3 试验结果及精度分析
利用Multisim 10软件对测频电路进行分析。分析过程为选取1 MHz的标准信号，首先进行2分频，整体电路里的频率计XFC1对上述信号进行测量，显示示值为500 kHz。使用软件自带的示波器对两路信号进行观测， 由图3、图4可得2分频后的信号频率约为被测信号频率的一半。测试数据证明所设计的两分频电路满足测量的要求。从表1可以看出，系统在测量时在低频段的误差几乎为0，只有在高频段才出现了误差。信号源输出的频率为500 kHz时，系统的测量频率为499 kHz，绝对误差是1 Hz。信号源输出的频率为1 000 kHz时，系统的测量频率为997 kHz，绝对误差是3 Hz。
4 结 语
频率的测量在科学研究工业生产的各个方面都具有很重要的作用，能否得到一个准确的频率值往往决定了一个检测系统的优劣。例如：现代很多传感器输出的信号具有准数字化特征，这个特征就是信号不用进行模/数转换就可以直接输入测量系统进行测量，电路的结构得以简化，但是这个频率信号的测量误差是个难以解决的问题，传统的测频法无法解决在频率的上、下限处测量时产生的较大误差。本文提出的基于频率选择的测频 本文由wWW. DyLw.NeT提供，第一 论 文 网专业写作教育教学论文和毕业论文以及服务，欢迎光临DyLW.neT法在误差控制上得到了提高，但是还有一些问题尚需解决，例如下一步可以考虑测量理论的具体实现。利用智能系统实现新型频率测量方法，首先要考虑选用哪种芯片，在电路中还要选取具体的双稳态电路和相应的触发器。电路中的滤波与放大电路也要设计合理，只有所有的因素满足系统的需要，整个系统才能体现出设计目标。
图4 双通道示波器显示图
表1 试验数据
参考文献
.制造业自动化，2010（2）：184?185.
引言：锁相环是一种相位反馈的闭环自动控制系统[1]，环路锁定之后，平均稳态频差等于零， 稳态相差为固定值，锁相环的这一重要特征使其在电视、 通信、 雷达、遥测遥感、 测量仪表，特别是在人造卫星和宇宙飞船的无线电系统中，得到了广泛应用[2]。近年来，锁相环路的研究日趋深入，应用更加广泛。由于鉴相器模型是非线性的，所以锁相环是一个非线性系统[3]，很难用传统的解析方法来分析微分方程法，因而我们求助于仿真。下面我们使用微分方程法来分析一个二阶锁相环的非线性特性。
1.锁相环模型
1.1锁相环框图
锁相环基本模型如图1所示[4]。假设输入信号为
（1）
而压控振荡器的输出信号表达式假设为
（2）
锁相环的就是使VCO的相位与输入信号的相位同步，使得他们的相位差很小[5]
图1.锁相环框图
1.2鉴相器模型
开发锁相环模型的第一步就是建立鉴相器的模型。鉴相器的特性在很大程度上决定着锁相环的工作特性[6]。有许多种不同类型的鉴相器，而选择在特定环境下所使用的鉴相器模型取决于具体的应用。最常见的鉴相器模型就是正弦鉴相器，它的输出与输入信号的相位差的正弦成正比。正弦鉴相器可以看成是有一个乘法器和一个低通滤波器组成的[7]，则鉴相器输出信号为
（3）
其中，称为相位差论文开题报告范文。我们希望VCO的输出相位是输入相位的一个估计，因此，锁相环正常工作要求相位差趋于零。在稳态时，相位差是否为零取决于输入信号和环路滤波器[8] 。 使用传递函数为F(s)而单位冲击响应为f(t) 的环路滤波器，对鉴
相器输出进行滤波。这样，VCO的输入为
（4）
由定义，VCO的输出频率偏差与VCO的输入信号成正比，这样
（5）
式中，是VCO常数，单位。带入上面式子可得到
（6）
式中。
1.3非线性相位模型
从6式可以看出，与之间的关系与载波频率完全没有关系，因此仿真模型中不需要考虑载波频率。我们要寻找一个能描述与之间合适关系的模型。这种模型如图2所示，称为锁相环非线性相位模型。由于正弦函数是非线性的，所以他是一种非线性模型。这也是一种相位模型，他建立的输入信号相位偏差和VCO相位偏差之间的关系，而不是建立环路实际输入信号与VCO信号之间的关系[9]。
图2. 锁相环非线性相位模型
1.4线性相位模型和传递函数
若相位差很小，可以做如下近似
（7）
则环路方程变为
（8）
对（8）式做拉普拉斯变换，积分变换相当除以s微分方程法，时域卷积相当频域相乘，得
（9）
因此，关联VCO相位和输入相位的传递函数H(s)为
（10）
2．仿真
2.1二阶锁相环
锁相环的捕捉和跟踪特性很大程度上取决于环路阶数[10]。锁相环实现的阶数等于传递函数H(s)中有限极点的个数。因此，锁相环实现的阶数比环路滤波器传递函数F(s)中极点个数大一，这个多出来的极点就是来及VCO模型的积分器[11]，下面我们分析一下二阶锁相环。
对于二阶锁相环，环路滤波器的传递函数一般形式是
（11）
实际应用中，远小于1。对于环路线性传递函数，将滤波器传递函数代入式（10）得
（12）
2.2仿真流程图
环路滤波器不是一个真分式函数，应用长除法得
（14）
其中就有
（15）
其时域表达式为
（16） 我们可以直接实现滤波器模型，并定义，。可以得到二阶锁相环的信号流程，如图3所示。
图3. 二阶锁相环的信号流图
2.3.使用微分方程法对锁相环仿真
现在考虑使用微分方程法对锁相环进行仿真。首先导出微分方程。由图2可得
（17）
因为图2中锁相环模型中的VCO能用一个积分器表示，于是就有
（18）
把式（17）代入式（18），并应用式（11）于环路滤波器，则
（19）
假设二阶环式是“理想的”（即=0），此问题可以得到一点简化。
（19）
由于乘s等于时域微分，所以得到微分方程
（20）
又由定义有
（21）
和（22）
于是式子（20）可以写成
（23）
式中是锁相环的相位差，而是输入信号的相位偏差论文开题报告范文。
3．仿真结果及分析
假设这个系统在时刻有一个频率阶跃信号，此时，也即，其中=1MHz。当=0.1，环路自由振荡频率=200KHz微分方程法，则由上面的仿真模型可以得到以下结果。
3.1相位误差
稳态相位误差可以用拉普拉斯变换终值定理来计算[12]。环路的闭环相位传递函数为H(s)，则相位差传递函数为E(s)=1―H(s)，那么利用终值定理可以得到
（24）
代入以上数据，可以得到= 0.3755 rad，图4中稳态相位差的结果为0.384516 rad，因此，仿真结果和理论推导结论一致。
图4. 相位差
3.2捕获与跟踪过程
图5显示了VCO的输出信号频率的变化过程，能看到在频率捕获过程中的“周期
滑动”现象。这是在输入频率的变化大大超过环路的固有频率时，非线性同步器表现出来的特性。在图中我们也能看到相位锁定时所需要的时间。
图5. 输入频率和VCO输出频率
4.结语
本文通过建立锁相环的非线性相位模型，使用微分方程法，利用MATLAB仿真工具，从定量上分析了锁相环的非线性相位特性。从仿真图形可以看到，仿真结果与理论分析结果相吻合。通过这种分析方法，能为锁相环设计提供定量的分析，有助于电路的优化设计。
参考文献
[1]Donald R. Stephens. Phase-locked loopsfor wirelesscommunications[M].NewYork:KluwerAcademicPublisher, 2002:5-7
[2]Dan H. Wolaver. Phase-Locked LoopCircuit Design [M].New Jersey:Prentice Hall,1991:8-11
[3]RolandE.Best.Phase-LockedLoopsDesign,
simulation,andApplication[M].5.New
1 引言
捷联惯导系统(SINS)和GPS组合而成的导航系统是当今导航领域最主要的组合方式，它有效的减少了系统误差，提高精度，降低了导航系统的成本，这种组合方式已在航天航空、航海、陆地平台导航、测绘等领域得到了广泛应用。在传统的SINS/GPS组合状态估计中，经典卡尔曼滤波器[3]发挥重要作用，但其要求条件苛刻，主要体现在要求模型的状态方程和量测方程精确、系统噪声和量测噪声的统计模型为零均值的高斯白噪声；但在复杂环境下，噪声的统计信息不可能预见，更不可能是理想的高斯白噪声，因此，许多在仿真条件下表现非常好的系统运用到实际环境中就容易出现精度下降甚至发散现象。而回归BP神经网络具有较强的并行计算能力，容错性好，在神经元数量足够时，逼近非线性函数的程度比较好。本文在经典滤波的基础上引入回归BP神经网络[4]对组合导航系统进行状态估计，尽可能减少非线性噪声对系统的影响；首先利用经典卡尔曼滤波对不同特性的噪声输入下的系统进行估计，得到各条件下的状态后，将各条件下的状态估计均值作为样本输出，以各种噪声集对网络进行训练；在训练结束后，将训练后的回归BP神经网络作为状态估计器输出组合导航系统估计值。
2 回归BP神经网络算法
误差反向传播BP算法是前向网络学习算法中应用最为广泛的算法，回归BP网络是在BP算法中采用的梯度下降法推广到回归网络中，其具有反馈和前馈机制，即在网络的一个训练周期中，网络的输出同时反馈给网络的输入神经单元作为网络的外部输入。如图1所示为一个典型的三层回归BP网络。
图1回归BP网示意图
在图1中有一个关联层，每一个隐含的结点都有一个相应的关联层结点与之连接，并且连线的权值可调，而关联层的信号来自于输出，关联层节点起到了存储网络内部状态的作用，当关联层与中间层连接后，起到了状态反馈的作用，这为组合导航系统这种典型的时间序列信号分析提高了有力的工具，具有“记忆”功能的回归BP网络能够对一阶马尔科夫序列很好的滤波和预报。反馈网络的反馈激励的加入使得局部的记忆特性被放大易造成传统的梯度下降学习方法过早的收敛，本文采用可修正速率的梯度下降学习法，其本质是综合考虑当前和前一时刻的梯度向量，调整其具有适应性，不因为某一时刻的梯度变化而改变网络的收敛状态。算法的基本要求与传统梯度法基本相同，学习的准则是让网络实际输出与样本比较，直至误差平方和达到最小。在算法中加入速率因子，使神经网络权值的更新不仅考虑了当前梯度方向，还考虑了前一时刻的梯度方向，减少网络反馈对阐述调整的敏感性，有效抑制了局部最优；速率因子的取值应当根据网络可能陷入局部最优的程度而定。
3 导航系统的状态表达与组合滤波
根据SINS/GPS组合导航系统得理论，可以得到如下组合误差的状态方程：
F(t)为系统的动态矩阵；G(T)为系统噪声系数矩阵；W(t)为系统噪声。
本文中对系统噪声仍确定为高斯白噪声，这是由于系统噪声的统计特性一般不会剧烈变化，而系统量测噪声的统计特性变换是引起卡尔曼滤波器性能下降的主要因素。系统量测噪声容易受到外界环境的干扰，如温度、电磁场、湿度等等，因此本文主要针对卡尔曼滤波中的量测噪声统计特性变化进行研究。
4 回归BP神经网络对组合导航系统的状态估计
4.1 回归BP神经网络对组合导航系统状态估计模型设计
神经网络的训练是神经网络能够应用的前提。在样本训练中对同一状态量输入X，选取不同的噪声集合，通过卡尔曼滤波器，取得一系列的不同条件下的最优估计,将这些最优估计的状态均值作为神经网络期望样本输出的真实值，构成了不同噪声集合下得输入样本和卡尔曼滤波器得到的输出样本；通过不同噪声集合样本的训练，使得神经网络具有处理各种统计特性噪声的自适应能力。训练结束后，就可以利用普通的无偏卡尔曼滤波器和训练好的神经网络进行状态估计。图2为卡尔曼滤波和神经网络组合的示意图。
图2 卡尔曼滤波与回归BP神经网络组合示意图
在实际的参数选取和设计中，本文采用卡尔曼滤波器的初始估计和SINS/GPS的参数误差作为回归BP神经网络的状态变量。选取参数误差X作为回归BP网络的状态变量。
以上参数依次为：纬度误差、经度误差、高程误差、东向速度误差、北向速度误差、垂直速度误差，三个姿态角误差。将普通卡尔曼滤波器的输出作为初始值。
4.2 仿真实验与分析
1）不进行任何滤波的SINS位置误差曲线
图4 不加滤波器的SINS位置误差曲线 图5 组合滤波后北向位置估计误差曲线
图4是断开卡尔曼滤波器和神经网络的结果。没有GPS和滤波器的辅助，在很短的时间内，单纯的SINS输出就会偏移很多。。。
2）进行组合滤波后的误差曲线
在加入GPS和滤波器后，从图5可以看出，滤波器状态估值与真实值之间的误差变化保持在较高的水准，说明滤波器明显减少了SINS的漂移和积累误差，并且在噪声复杂多变的情况下仍然表现出了平滑过渡的状态。需要说明的是由于GPS的位置精度从长期看是高于SINS的，本文在进行位置估计的时候，出于以SINS为主的思想，给予GPS的权值较小。
图6 组合滤波后滚动角估计误差曲线 图7卡尔曼滤波滚动角估计误差曲线图
从姿态角的误差分析可以看出，滤波器能够很快的收敛。。SINS的姿态误差受到外界条件影响是比较大的，即量测噪声的影响超过系统噪声，从图6中可以看出，在噪声统计特性变化的条件下，误差值仍然很小，说明神经网络系统能够有效地对量测噪声进行滤波。
3）组合误差与普通卡尔曼滤波误差的比较
对单纯卡尔曼滤波系统和组合系统分别输出的姿态角的比较。对实测数据中SINS和GPS原始数据加载入滤波器。误差图进行了部分的放大，如图7所示，从图7中可以明显看出，单纯的卡尔曼滤波系统对复杂噪声的滤波能力远远差于组合系统，表现在数据曲线上就是跳动很明显，也验证了组合系统具有较好的对不同统计特性的复杂噪声的适应能力。
5 结论
本文探讨了采用神经网络系统对导航系统滤波的问题。采用卡尔曼滤波器与回归BP神经网络系统的组合能够有效地提高导航系统在复杂环境下的导航精度，并且能够做到较快的收敛。但是这种方法的缺点在于需要大量的样本输入和需要完善的噪声组合选择，同时也受到计算能力的限制。此外，隐含层层数的选择和结点个数的选择应当如何优化，也是一个需要探索的问题。
参考文献：
[1] 以光衢，惯性导航原理[M]，航空工业出版社，1987
[2] 张守信，GPS卫星测量定位理论与应用[M]，国防科技大学出版社，1996
[3] 张玲，张钹，人工神经网络及其应用[M]，浙江科学技术出版社，1997
[4] 秦永元，卡尔曼滤波与组合导航原理[M]，西北工业大学出版社，1998
[5] Kanckar A J , Fellachi A. State estimation using artificial neural networks[A]. Proceedings of the 1994 IEEE Int.Conf. on Robotics and Automation[C],1994
[6] 周鑫，船用惯导卫星全组合技术[D], 长沙，国防科技大学硕士学位论文，2005
1.研究背景
电力系统谐波问题早在20世纪20年代和30年代就引起科学家和工程师们的注意。早在19世纪末，当交流电以一种新兴的动力形式出现时，人们就发现了电压、电流的波形畸变问题，并同时对畸变的原理及消除方法等开始研究。当时在德国，由于使用静止汞弧变流器而造成了电压、电流波形的畸变。1945年JCRead发表的有关变流器谐波的论文是早期有关谐波研究的经典论文。
2.电力电子装置中的谐波产生
谐波即对周期性的交流量进行傅里叶分解，得到频率大于一的整数倍基波频率的分量。电网中的谐波主要是由各种大容量功率变换器以及其他非线性负载产生的，其中主要的谐波源是各种电力电子装置，如整流装置、交流调压装置等，这其中，整流装置所占的比例最大，它几乎都是采用带电容滤波的二极管不控整流或晶闸管相控整流，它们产生的谐波污染和消耗的无功功率是众所周知的；除整流装置外，斩波和逆变装置的应用也很多，而其输入直流电源也来自整流装置，因此其谐波问题也很严重，尤其是由直流电压源供电的斩波和逆变装置，其直流电压源大多是由二极管不控整流后经电容滤波得到的，这类装置对电网的谐波污染日益突出。
3.谐波的危害
电网中日益严重的谐波污染常常对设备的工作产生严重的影响，其危害一般表现为：1）谐波电流使输电电缆损耗增大，输电能力降低，绝缘加速老化，泄漏电流增大，严重的甚至引起放电击穿。2）使电动机损耗增大，发热增加，过载能力、寿命和效率降低，甚至造成设备损坏。3）容易使电网与用作补偿电网无功功率的并联电容器发生谐振，造成过电压或过电流，使电容器绝缘老化甚至烧坏。4）谐波电流流过变压器绕组增大附加损耗，使绕组发热，加速绝缘老化，发出噪声。5）使大功率电动机的励磁系统受到干扰而影响正常工作。6）影响电子设备的正常工作，如：使某些电气测量仪表受谐波的影响而造成误差，导致继电保护和自动装置误动作，对邻近的通信系统产生干扰，非整数和超低频谐波会使一些视听设备受到影响，使计算机自动控制设备受到干扰而造成程序运行不正常等。
4.谐波的抑制
4.1采取主动措施，减少电力电子设备的谐波含量
1）多脉波变流技术 对于大功率电力电子装置，常将原来6脉波的变流器设计成12脉波或24脉波变流器，以减少交流侧的谐波电流含量。
2）脉宽调制技术 其基本思想是控制PWM输出波形的各个转换时刻，保证四分之一波形的对称性。使需要消除的谐波幅值为零，基波幅值为给定量，达到消除指定谐波和控制基波幅值的目的。
3）多电平变流技术 针对各种电力电子变流器采用移相多重法、顺序控制和非对称控制多重化等方法，将方波电流或电压叠加，使得变流器在交流电网侧产生的电流或电压为接近正弦的阶梯波，且与电源电压保持一定的相位关系。
4.2安装电力滤波器，提高滤波性能
1）无源电力滤波器。无源电力滤波器（PPF）即利用电容和电抗器组成LC调谐电路，在系统中能够为谐波提供并联低阻通路，起到滤波作用；同时，利用电容还能补偿无功功率，改善电网的功率因数。但由于结构和原理上的原因，使用无源滤波装置来解决谐波问题也存在一些难以克服的缺点，如：只能滤除特定次谐波，谐波补偿频带较窄，过载能力小，对系统阻抗和频率变化的适应性较差，稳定性较差，体积大，损耗大等。
2）有源电力滤波器。通过检测电网中的谐波电流，然后控制逆变电路产生相应的补偿电流分量并注入电网，以达到消除谐波的目的。APF按与系统的连接方式不同可分为串联型、并联型和串―并联混合型。并联型APF主要适用于感性电流源负载的谐波补偿，串联型APF主要用于消除带电容的二极管整流电路等电压型谐波源负载对系统的影响，串―并联型APF兼有串、并联APF的功能。APF滤波特性不受系统阻抗影响，不会与电网阻抗产生串联和并联谐振的现象，且对外电路的谐振具有阻尼的作用。此外，APF具有高度可控性和快速响应性，不仅能补偿各次谐波，还可抑制电压闪变，补偿无功电流，性价比较为合理。
3）混合型电力滤波器。混合型电力滤波器将无源滤波器与有源滤波器组合起来，其中有源滤波器不直接承受电网电压和负载的基波电流，仅起负载电流和电网电压的高次谐波隔离器的作用，因而有源滤波器的容量可以设计得较小，利用串联的有源滤波器增加高次谐波阻抗而对基波无影响的特性，可以改善无源滤波器的滤波效果，防止与电网之间发生谐振，但其缺陷是有源滤波器的性能很大程度上决定于电流互感器的特性。另外新型混合有源电力滤波器方案，采用开关频率较低的IGBT构成的逆变器来进行无功补偿，由开关频率高，耐压较低的MOSFET构成的逆变器进行谐波电流补偿，高频逆变器的输出侧采用变压器隔离，可消除大部分干扰。为了更好地达到抑制谐波的效果，对不同的谐波源负载应该采用相应结构的滤波装置，如级联型大功率APF、基于DSP的智能型APF等的研究都标志着低损耗、大功率、高频率、智能化的APF是其发展方向。
5.结论
日益严重谐波污染已引起各方面的高度重视，“谐波污染”已成为电网内三大公害之一。随着对谐波现象的进一步认识，将会找到更有效的方法抑制和消除谐波，同时也有助于制度更加合理的谐波管理标准。为了更好地达到抑制谐波的效果，对不同的谐波源负载应该采用相应结构的滤波装置，只有各方面都重视起来，进行治理，才能还电网一个干净的环境。
参考文献：
[1]王兆安.黄俊.电力电子技术.北京：机械工业出版社.2003
